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采樣保持放大器

發(fā)布時(shí)間:2021-11-18 來(lái)源:ADI 責(zé)任編輯:wenwei

【導(dǎo)讀】采樣保持放大器或SHA是大部分?jǐn)?shù)據(jù)采集系統(tǒng)的關(guān)鍵組成部分,它捕捉模擬信號(hào)并在某些操作(最常見(jiàn)的是模數(shù)轉(zhuǎn)換)中保持信號(hào)不變。SHA對(duì)相關(guān)電路的要求非常高,電容和印刷電路板等普通組件的某些特性可能會(huì)意想不到地降低SHA性能。


當(dāng)SHA配合ADC使用時(shí)(外置或內(nèi)置),SHA性能對(duì)該組合的整體動(dòng)態(tài)性能至關(guān)重要,在確定系統(tǒng)的SFDR、SNR等參數(shù)方面起著重要作用。


雖然今天的SHA功能已經(jīng)集成到采樣ADC中,但了解其基本工作原理對(duì)于了解ADC動(dòng)態(tài)性能十分重要。


當(dāng)采樣保持器處于采樣(或跟蹤)模式時(shí),輸出跟隨輸入而變化,二者之間僅存在很小的電壓偏差。但也有輸出在采樣模式下不完全跟隨輸入的SHA,其輸出僅在保持期間是精確的(如AD684、AD781和AD783)。本文不考慮這種情況。嚴(yán)格來(lái)說(shuō),具有良好跟蹤性能的采樣保持器應(yīng)被稱為跟蹤保持電路,但在實(shí)際應(yīng)用中,這些術(shù)語(yǔ)可以互換使用。


SHA的最常見(jiàn)應(yīng)用是在數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換期間將ADC的輸入保持為恒定值。對(duì)于許多(但不是全部)類(lèi)型的ADC,為避免轉(zhuǎn)換過(guò)程被破壞,轉(zhuǎn)換期間輸入的變化不得大于1 LSB,這就對(duì)此類(lèi)ADC設(shè)置了非常低的輸入頻率限值,或者要求采用SHA以保持每次轉(zhuǎn)換期間的輸入不變。


回顧歷史,一個(gè)有趣的事實(shí)是:A. H. Reeves在其著名的PCM專利(1939,參考文獻(xiàn)1)中描述了一個(gè)5位6 kSPS計(jì)數(shù)ADC,模擬輸入信號(hào)直接驅(qū)動(dòng)一個(gè)真空管脈寬調(diào)制器(PWM),采樣功能集成于PWM中。貝爾實(shí)驗(yàn)室隨后對(duì)PCM進(jìn)行了研究,引入了電子束編碼器管和逐次逼近型ADC;參考文獻(xiàn)2 (1948)描述了一個(gè)基于脈沖變壓器驅(qū)動(dòng)電路的配套50 kSPS真空管采樣保持電路。


在1950年代后期和1960年代早期,隨著晶體管取代真空管,人們更加關(guān)注ADC所用的采樣保持電路。1964年,貝爾實(shí)驗(yàn)室的Gray和Kitsopolos發(fā)表了最早對(duì)固態(tài)采樣保持器產(chǎn)生的誤差進(jìn)行分析的文章之一(參考文獻(xiàn)3)。貝爾實(shí)驗(yàn)室的Edson和Henning描述了在一個(gè)224 Mbps PCM系統(tǒng)上進(jìn)行實(shí)驗(yàn)的結(jié)果,該系統(tǒng)包括一個(gè)9位ADC和一個(gè)配套的12 MSPS采樣保持器。參考文獻(xiàn)4、5和6是1960年代和1970年代早期采樣保持電路研究成果的代表之作。


1969年,ADI公司新收購(gòu)的Pastoriza部門(mén)率先推出商用采樣保持器SHA1和SHA2。電路在PC板上實(shí)現(xiàn),SHA1的0.01%采集時(shí)間為2 μs,功耗0.9 W,成本約為$225;SHA2速度更快,0.01%采集時(shí)間為200 ns,功耗1.7 W,成本約為$400。兩款器件專門(mén)配合同樣在PC板上實(shí)現(xiàn)的12位逐次逼近型ADC工作。


模塊化和混合技術(shù)迅速淘汰了PC板采樣保持器,而隨著IC ADC的上市,如工業(yè)標(biāo)準(zhǔn)AD574等,對(duì)采樣保持器的需求漸增。上世紀(jì)70年代和80年代早期,系統(tǒng)設(shè)計(jì)師購(gòu)買(mǎi)獨(dú)立的采樣保持器來(lái)驅(qū)動(dòng)此類(lèi)ADC是相當(dāng)普遍的現(xiàn)象,因?yàn)楫?dāng)時(shí)的工藝技術(shù)還無(wú)法將它們集成在同一芯片上。IC SHA,如AD582 (0.01%采集時(shí)間為4 μs)、AD583 (0.01%采集時(shí)間為6 μs)和AD585 (14位精度的采集時(shí)間為3 μs)等,服務(wù)于上世紀(jì)70年代和80年代的低速市場(chǎng)。


混合SHA,如HTS-0025(0.1%采集時(shí)間為25 ns)、HTC-0300(0.01%采集時(shí)間為200 ns)和AD386(16位精度的采集時(shí)間為25 μs)等,則服務(wù)于高速高端市場(chǎng)。到1995年,ADI公司針對(duì)各種應(yīng)用推出了大約20款采樣保持產(chǎn)品,包括下列高速I(mǎi)C:AD9100/AD9101(0.01%采集時(shí)間為10 ns)、AD684 (四通道、0.01%采集時(shí)間為1 μs)和AD783 (0.01%采集時(shí)間為250 ns)。


然而,同時(shí)期的ADC技術(shù)迅猛發(fā)展,許多ADC都已內(nèi)置SHA(即采樣ADC),因而更容易指定,當(dāng)然也更容易使用。新工藝的開(kāi)發(fā),包括高速互補(bǔ)雙極性工藝和先進(jìn)的CMOS工藝,使得集成SHA功能成為可能。事實(shí)上,現(xiàn)在(2003年)采樣ADC已經(jīng)非常普及并大受歡迎,很少有人需要獨(dú)立的SHA。


除了尺寸更小、成本更低和外部元件更少等明顯的優(yōu)勢(shì)以外,采樣ADC還有一個(gè)重要優(yōu)勢(shì),那就是整體直流和交流性能已完全明確,設(shè)計(jì)人員不必像對(duì)待分立ADC與分立SHA的組合那樣需要確保不存在規(guī)格、接口或時(shí)序問(wèn)題。當(dāng)考慮SFDR和SNR等動(dòng)態(tài)特性時(shí),這一優(yōu)勢(shì)尤為可貴。


SHA絕大部分時(shí)候是與ADC一起使用,但偶爾也會(huì)用于DAC限變器、峰值檢波器、模擬延遲電路、同步采樣系統(tǒng)和數(shù)據(jù)分配系統(tǒng)。


SHA基本工作原理


無(wú)論SHA的電路細(xì)節(jié)或類(lèi)型如何,所有此類(lèi)器件都包括四個(gè)主要部分:輸入放大器、能量存儲(chǔ)元件(電容)、輸出緩沖器和開(kāi)關(guān)電路,如圖1的典型配置所示。


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圖1:基本采樣保持電路


SHA的核心——能量存儲(chǔ)元件是電容。輸入放大器緩沖輸入,向信號(hào)源提供高阻抗,并提供電流增益來(lái)給保持電容充電。在跟蹤模式下,保持電容上的電壓跟隨(或跟蹤)輸入信號(hào)(有一定的延遲和帶寬限制)。在保持模式下,開(kāi)關(guān)斷開(kāi),電容保持與輸入緩沖器斷開(kāi)連接之前的電壓。輸出緩沖器向保持電容提供高阻抗,防止保持電壓過(guò)早放電。開(kāi)關(guān)電路及其驅(qū)動(dòng)器構(gòu)成SHA交替處于跟蹤和保持模式的切換機(jī)制。


描述SHA基本操作的規(guī)格有四組:跟蹤模式、跟蹤轉(zhuǎn)保持、保持模式、保持轉(zhuǎn)跟蹤。圖2總結(jié)了這些規(guī)格,圖3以圖解方式顯示了SHA的一些誤差源。由于每種模式同時(shí)涉及到直流和交流性能,因此要正確指定SHA并了解其在系統(tǒng)中的操作是一件很復(fù)雜的事情。


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圖2:采樣保持器規(guī)格


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圖3:采樣保持器的一些誤差源


跟蹤模式規(guī)格


在采樣(或跟蹤)模式下,SHA只是一個(gè)放大器,因此這種模式下的靜態(tài)和動(dòng)態(tài)特性與任何其它放大器相似。(在跟蹤模式下性能下降的SHA一般僅指定保持模式下的特性。)跟蹤模式下的主要規(guī)格包括:失調(diào)、增益、非線性、帶寬、壓擺率、建立時(shí)間、失真和噪聲。然而,失真和噪聲在跟蹤模式下一般不如在保持模式下重要。


跟蹤轉(zhuǎn)保持模式規(guī)格


當(dāng)SHA從跟蹤切換到保持時(shí),由于開(kāi)關(guān)的非理想特性,一般會(huì)有少量電荷釋放在保持電容上。這會(huì)導(dǎo)致保持模式直流失調(diào)電壓,稱為基底誤差,如圖4所示。如果SHA驅(qū)動(dòng)ADC,基底誤差表現(xiàn)為直流失調(diào)電壓,可以通過(guò)系統(tǒng)校準(zhǔn)予以消除。如果基底誤差與輸入信號(hào)電平相關(guān),則由此產(chǎn)生的非線性會(huì)增加保持模式下的失真。


通過(guò)提高保持電容的值,相應(yīng)地延長(zhǎng)采集時(shí)間并降低帶寬和壓擺率,可以減小基底誤差。


從跟蹤切換到保持會(huì)產(chǎn)生瞬變,SHA輸出建立到額定誤差帶范圍以內(nèi)所需的時(shí)間稱為保持模式建立時(shí)間。偶爾也會(huì)規(guī)定開(kāi)關(guān)瞬變的峰值幅度。


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圖4:跟蹤轉(zhuǎn)保持模式的基底、瞬變和建立時(shí)間誤差


在SHA的技術(shù)規(guī)格中,容易誤解、經(jīng)常濫用的可能是那些包含孔徑的規(guī)格。SHA最基本的動(dòng)態(tài)特性是它能夠快速斷開(kāi)保持電容與輸入緩沖放大器的連接,這一動(dòng)作所需的極短(但非零)時(shí)間間隔稱為孔徑時(shí)間。SHA內(nèi)部時(shí)序的各種相關(guān)量如圖5所示。


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圖5:說(shuō)明內(nèi)部時(shí)序的SHA電路


此間隔結(jié)束時(shí)保持電壓的實(shí)際值取決于輸入信號(hào)和開(kāi)關(guān)操作本身引入的誤差。圖6顯示對(duì)一個(gè)任意斜率的輸入信號(hào)應(yīng)用保持命令時(shí)的情況(為清楚起見(jiàn),忽略采樣轉(zhuǎn)保持基底和開(kāi)關(guān)瞬變)。最終保持的值是輸入信號(hào)的延遲版本,并且是開(kāi)關(guān)孔徑時(shí)間范圍內(nèi)的平均值,如圖6所示。該一階模型假設(shè),保持電容上的最終電壓值約等于應(yīng)用于開(kāi)關(guān)的信號(hào)在開(kāi)關(guān)從低阻抗變?yōu)楦咦杩沟臅r(shí)間間隔(ta)內(nèi)的平均值。


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圖6:SHA波形


該模型顯示,開(kāi)關(guān)斷開(kāi)所需的有限時(shí)間(ta)相當(dāng)于在驅(qū)動(dòng)SHA的采樣時(shí)鐘中引入一個(gè)小延遲。此延遲為常數(shù),可以是正值,也可以是負(fù)值,稱它為有效孔徑延遲時(shí)間、孔徑延遲時(shí)間或孔徑延遲(te),定義為前端緩沖器的模擬傳播延遲(tda)與開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)器數(shù)字延遲(tdd)的時(shí)間差加上孔徑時(shí)間的一半(ta/2)。有效孔徑延遲時(shí)間通常為正值,但如果孔徑時(shí)間的一半(ta/2)與開(kāi)關(guān)數(shù)字延遲(tdd)之和小于通過(guò)輸入緩沖器的傳播延遲(tda),則它也可以是負(fù)值。因此,孔徑延遲規(guī)格確定了輸入信號(hào)相對(duì)于采樣時(shí)鐘沿的實(shí)際采樣時(shí)間。


孔徑延遲時(shí)間可以通過(guò)如下方法來(lái)測(cè)量:對(duì)SHA應(yīng)用一個(gè)雙極性正弦波信號(hào),然后調(diào)整同步采樣時(shí)鐘延遲時(shí)間,使得SHA的輸出在保持期間為0,輸入采樣時(shí)鐘沿與輸入正弦波實(shí)際零交越點(diǎn)之間的相對(duì)延遲即為孔徑延遲時(shí)間,如圖7所示。


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圖7:有效孔徑延遲時(shí)間


孔徑延遲不產(chǎn)生誤差,但會(huì)在采樣時(shí)鐘輸入或模擬輸入(取決于其符號(hào))中起固定延遲作用。如果孔徑延遲中存在樣本間變化(孔徑抖動(dòng)),則會(huì)產(chǎn)生相應(yīng)的電壓誤差,如圖8所示。在開(kāi)關(guān)斷開(kāi)的時(shí)刻,這種樣本間變化稱為孔徑不確定性或孔徑抖動(dòng),通常用均方根皮秒(ps rms)來(lái)衡量。相應(yīng)輸出誤差的幅度與模擬輸入的變化速率有關(guān)。針對(duì)既定的孔徑抖動(dòng)值,孔徑抖動(dòng)誤差隨著輸入dv/dt提高而提高。


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圖8:孔徑或采樣時(shí)鐘抖動(dòng)對(duì)SHA輸出的影響


測(cè)量SHA的孔徑抖動(dòng)誤差需要無(wú)抖動(dòng)的采樣時(shí)鐘和模擬輸入信號(hào)源,因?yàn)檫@些信號(hào)上的抖動(dòng)無(wú)法與SHA孔徑抖動(dòng)本身區(qū)別開(kāi)來(lái),抖動(dòng)的影響是相同的。事實(shí)上,系統(tǒng)中的最大時(shí)序抖動(dòng)誤差源往往在SHA(或采樣ADC)之外,由于高噪聲或不穩(wěn)定的時(shí)鐘、信號(hào)布線不當(dāng)以及沒(méi)有采用良好的接地和去耦技術(shù)而導(dǎo)致。SHA孔徑抖動(dòng)一般小于50 ps rms,高速器件則小于5 ps rms。關(guān)于測(cè)量ADC孔徑抖動(dòng)的詳細(xì)說(shuō)明,請(qǐng)參閱參考文獻(xiàn)11的第5章。


圖9顯示了總采樣時(shí)鐘抖動(dòng)對(duì)數(shù)據(jù)采樣系統(tǒng)信噪比(SNR)的影響??偩礁秳?dòng)由多個(gè)部分組成,實(shí)際SHA孔徑抖動(dòng)常常是最不重要的一個(gè)部分。


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圖9:采樣時(shí)鐘抖動(dòng)對(duì)SNR的影響


保持模式規(guī)格


在保持模式下,保持電容、開(kāi)關(guān)和輸出放大器的缺陷會(huì)引起誤差。如果有漏電流流入或流出保持電容,電容會(huì)緩慢充電或放電,其電壓將發(fā)生圖10所示的變化,這種效應(yīng)稱為SHA輸出電壓下降,用V/μs表示。壓降可能由污穢PC板的泄漏(使用外部電容時(shí))或易泄漏的電容引起,但最常見(jiàn)的原因是半導(dǎo)體開(kāi)關(guān)的漏電流和輸出緩沖放大器的偏置電流??梢越邮艿膲航抵凳牵涸谒?qū)動(dòng)的ADC轉(zhuǎn)換期間,SHA的輸出變化幅度不超過(guò)? LSB;但該值高度依賴于ADC架構(gòu)。如果壓降是由反偏結(jié)(CMOS開(kāi)關(guān)或FET放大器柵極)的漏電流引起,則芯片溫度每升高10°C,它就會(huì)提高一倍,這意味著從+25°C到+125°C,壓降會(huì)提高1000倍。


通過(guò)提高保持電容的值可以降低壓降,但這也會(huì)延長(zhǎng)采集時(shí)間并降低跟蹤模式下的帶寬。在作為ADC一部分的現(xiàn)代IC采樣保持電路中,常常利用差分技術(shù)來(lái)減小壓降效應(yīng)。


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圖10:保持模式壓降


當(dāng)SHA使用小保持電容時(shí),即使很小的漏電流也可能引起嚴(yán)重的壓降。PCB的漏電流可以通過(guò)巧妙地使用保護(hù)環(huán)而最小化。保護(hù)環(huán)是一個(gè)由導(dǎo)體構(gòu)成的環(huán),它包圍一個(gè)敏感節(jié)點(diǎn)并處于等電位。由于其間沒(méi)有電壓,因此不會(huì)有漏電流流動(dòng)。在同相應(yīng)用中,如圖11所示,必須將保護(hù)環(huán)驅(qū)動(dòng)到正確的電位,但虛地上的保護(hù)環(huán)可以處于實(shí)際的地電位(圖12)。PCB材料的表面電阻遠(yuǎn)低于其體電阻,因此PCB兩端必須都放上保護(hù)環(huán);在多層板上,所有層都應(yīng)當(dāng)有保護(hù)環(huán)。


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圖11:用與保持電容相同的電壓驅(qū)動(dòng)防護(hù)罩以降低電路板泄漏


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圖12:在虛地SHA設(shè)計(jì)上使用防護(hù)罩


SHA保持電容的泄漏必須很低,但還有一個(gè)特性也同樣重要,這就是“低電介質(zhì)吸收”。如果一個(gè)電容充電、放電然后開(kāi)路,它會(huì)恢復(fù)一些電荷,如圖13所示。這種現(xiàn)象稱為“電介質(zhì)吸收”,它會(huì)導(dǎo)致上一個(gè)樣本的殘余部分污染新樣本,并且可能引入數(shù)十甚至數(shù)百mV的隨機(jī)誤差,因此可能會(huì)使SHA的性能?chē)?yán)重降低。


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圖13:電介質(zhì)吸收


不同的電容材料具有不同的電介質(zhì)吸收量,電介質(zhì)電容最糟糕(泄漏也很高),某些高K陶瓷電容也很差,但云母、聚苯乙烯和聚丙烯電容一般較好。遺憾的是,產(chǎn)品批次不同,電介質(zhì)吸收也會(huì)有所不同,有時(shí)連聚苯乙烯和聚丙烯電容也可能受批次影響。因此,購(gòu)買(mǎi)用于SHA應(yīng)用的電容時(shí),增加30-50%的預(yù)算是明智的,并且應(yīng)當(dāng)購(gòu)買(mǎi)制造商保證它具有低電介質(zhì)吸收的器件,而不是購(gòu)買(mǎi)一般認(rèn)為它具有這種特性的某類(lèi)電容。


SHA的雜散電容可能會(huì)讓少量交流輸入在保持期間耦合到輸出,這種效應(yīng)稱為饋通,取決于輸入頻率和幅度。如果饋通到SHA輸出的信號(hào)幅度大于? LSB,ADC就會(huì)發(fā)生轉(zhuǎn)換錯(cuò)誤。


許多SHA中,失真僅在跟蹤模式下規(guī)定。跟蹤模式失真常常遠(yuǎn)優(yōu)于保持模式失真。跟蹤模式失真不包括開(kāi)關(guān)網(wǎng)絡(luò)引起的非線性,當(dāng)驅(qū)動(dòng)ADC時(shí),可能無(wú)法反映SHA的性能?,F(xiàn)代SHA,特別是高速SHA,通常規(guī)定兩種模式下的失真。跟蹤模式失真可以利用模擬頻譜分析儀測(cè)量,但保持模式失真應(yīng)當(dāng)利用圖14所示的數(shù)字技術(shù)進(jìn)行測(cè)量。將一個(gè)頻譜純凈的正弦波應(yīng)用于SHA,一個(gè)低失真高速ADC在保持時(shí)間快要結(jié)束時(shí)對(duì)SHA輸出進(jìn)行數(shù)字化。然后對(duì)ADC輸出執(zhí)行FFT分析,并計(jì)算失真成分。


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圖14:測(cè)量保持模式失真


在跟蹤模式下,SHA噪聲的規(guī)定和測(cè)量與放大器相似。峰峰值保持模式噪聲利用示波器測(cè)量,然后除以6.6轉(zhuǎn)換成均方根值。保持模式噪聲可以用頻譜密度(nV/√Hz)來(lái)表示,或者用額定帶寬內(nèi)的均方根值來(lái)表示。除非另有說(shuō)明,保持模式噪聲必須與跟蹤模式噪聲合并以得出總輸出噪聲。有些SHA規(guī)定的是總輸出保持模式噪聲,其中包括跟蹤模式噪聲。


保持轉(zhuǎn)跟蹤模式規(guī)格


當(dāng)SHA從保持切換到跟蹤時(shí),它必須重新獲取輸入信號(hào)(輸入信號(hào)在保持模式期間可能已經(jīng)發(fā)生滿量程躍遷)。獲取時(shí)間是指SHA從保持切換到跟蹤時(shí),重新獲取信號(hào)并達(dá)到目標(biāo)精度所需的時(shí)間間隔。該時(shí)間間隔開(kāi)始于采樣時(shí)鐘沿的50%點(diǎn),結(jié)束于SHA輸出電壓落在額定誤差帶以內(nèi)時(shí)(通常規(guī)定0.1%和0.01%時(shí)間)。某些SHA還規(guī)定相對(duì)于保持電容電壓的獲取時(shí)間,而忽略輸出緩沖器的延遲和建立時(shí)間。保持電容獲取時(shí)間規(guī)格適用于高速應(yīng)用,在這種應(yīng)用中,必須為保持模式分配可能的最長(zhǎng)時(shí)間。當(dāng)然,輸出緩沖器建立時(shí)間必須顯著小于保持時(shí)間。


獲取時(shí)間可以利用現(xiàn)代數(shù)字采樣示波器(DSO)或數(shù)字熒光示波器(DPO)直接測(cè)量,這些示波器對(duì)大過(guò)驅(qū)不敏感。


SHA架構(gòu)


像運(yùn)算放大器一樣,SHA架構(gòu)有許多種,我們將討論最常見(jiàn)的幾種架構(gòu)。最簡(jiǎn)單的SHA結(jié)構(gòu)如圖15所示。輸入信號(hào)由放大器緩沖,然后施加于開(kāi)關(guān)。輸入緩沖器可以是開(kāi)環(huán)或閉環(huán),可以提供或不提供增益。開(kāi)關(guān)可以是CMOS、FET或雙極性(使用二極管或晶體管),由開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)器電路控制。保持電容上的信號(hào)由輸出放大器緩沖。有時(shí)將這種架構(gòu)稱為開(kāi)環(huán)架構(gòu),因?yàn)殚_(kāi)關(guān)不在反饋環(huán)路之內(nèi)。注意,全部信號(hào)電壓均施加于開(kāi)關(guān),因此它必須具有出色的共模特性。


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圖15:開(kāi)環(huán)SHA架構(gòu)


圖16顯示了這種架構(gòu)的一個(gè)實(shí)現(xiàn)方案,其中開(kāi)關(guān)使用簡(jiǎn)單的二極管橋。在跟蹤模式下,電流流經(jīng)二極管橋D1、D2、D3和D4。對(duì)于快速壓擺的輸入信號(hào),保持電容通過(guò)電流I充電和放電。因此,保持電容的最大壓擺率等于I/CH。使電橋驅(qū)動(dòng)電流反向會(huì)導(dǎo)致電橋反向偏置,從而將電路置于保持模式。利用保持輸出信號(hào)自舉關(guān)閉脈沖可以使共模失真誤差最小,這對(duì)于該電路至關(guān)重要。反偏電橋電壓等于D5和D6的正向壓降加上串聯(lián)電阻R1和R2上的壓降。該電路速度非常快,特別是如果輸入和輸出緩沖器為開(kāi)環(huán)跟隨器,并且二極管為肖特基二極管。關(guān)閉脈沖可以利用高頻脈沖變壓器或電流開(kāi)關(guān)產(chǎn)生,如圖17所示。該電路可以在任何采樣速率下使用,因?yàn)槎O管開(kāi)關(guān)脈沖直接耦合到電橋。自上世紀(jì)60年代中期起,這種電路的不同形式就已用于高速PC板、模塊式、混合和IC SHA。


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圖16:使用二極管橋開(kāi)關(guān)的開(kāi)環(huán)SHA


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圖17:開(kāi)環(huán)SHA實(shí)現(xiàn)方案


圖18所示的SHA電路是經(jīng)典的閉環(huán)設(shè)計(jì),已被許多CMOS采樣ADC采用。由于開(kāi)關(guān)始終在虛地工作,因此開(kāi)關(guān)上不存在共模信號(hào)。


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圖18:基于反相積分器的閉環(huán)SHA,在求和點(diǎn)切換


開(kāi)關(guān)S2是必需的,用以保持恒定的輸入阻抗,防止輸入信號(hào)在保持期間耦合到輸出端。在跟蹤模式下,SHA的傳遞特性由運(yùn)算放大器決定,開(kāi)關(guān)不會(huì)引入直流誤差,因?yàn)殚_(kāi)關(guān)位于反饋環(huán)路之內(nèi)。利用圖19所示的差分開(kāi)關(guān)技術(shù),可以將電荷注入的影響降至最小。


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圖19:差分開(kāi)關(guān)減少電荷注入


IC ADC的內(nèi)置SHA電路


CMOS ADC由于低功耗和低成本而頗受歡迎。使用差分采樣保持器的典型CMOS ADC的等效輸入電路如圖20所示。圖中開(kāi)關(guān)顯示為跟蹤模式,但應(yīng)注意,它們以采樣頻率斷開(kāi)和閉合。16 pF電容代表開(kāi)關(guān)S1和S2的有效電容以及雜散輸入電容。CS電容(4 pF)是采樣電容,CH電容是保持電容。雖然輸入電路完全是差分式,但該ADC結(jié)構(gòu)既可以單端方式驅(qū)動(dòng),也可以差分方式驅(qū)動(dòng)。然而,使用差分變壓器或差分運(yùn)放驅(qū)動(dòng)一般可以獲得最佳性能。


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圖20:典型開(kāi)關(guān)電容CMOS 采樣保持器的簡(jiǎn)化輸入電路


在跟蹤模式下,差分輸入電壓施加于CS電容。當(dāng)電路進(jìn)入保持模式時(shí),采樣電容上的電壓轉(zhuǎn)移到CH保持電容上,由放大器A緩沖(開(kāi)關(guān)由適當(dāng)?shù)牟蓸訒r(shí)鐘相位控制)。當(dāng)SHA返回跟蹤模式時(shí),輸入源必須將CS上的電壓充電或放電到新的輸入電壓。CS的這種充電和放電動(dòng)作(求一定時(shí)間內(nèi)的平均值,以給定的采樣頻率fs進(jìn)行),使輸入阻抗呈現(xiàn)為一個(gè)有利的阻性元件。然而,如果在采樣周期(1/fs)內(nèi)分析該動(dòng)作,輸入阻抗將是動(dòng)態(tài)的,必須考慮輸入驅(qū)動(dòng)源的一些注意事項(xiàng)。


輸入阻抗的阻性部分可以通過(guò)計(jì)算CH從輸入驅(qū)動(dòng)源獲取的平均電荷而算出。可以看出,如果在開(kāi)關(guān)S1和S2打開(kāi)之前讓CS完全充電至輸入電壓,那么進(jìn)入輸入端的平均電流就像是在輸入端之間連接了一個(gè)等于1/(CSfS)的電阻。由于CS僅為數(shù)pF,因此當(dāng)fS = 10 MSPS時(shí),阻性部分通常大于數(shù)kΩ。


圖21顯示了1995年推出的12位41 MSPS ADC AD9042 采用的輸入SHA的簡(jiǎn)化電路(參考文獻(xiàn)7)。 AD9042采用高速互補(bǔ)雙極性工藝(XFCB)制造。電路包括兩個(gè)獨(dú)立的并聯(lián)SHA,構(gòu)成全差分工作方式,圖中僅顯示了一半電路。全差分工作方式可以減小下降率引起的誤差,同時(shí)還能降低二階失真。在跟蹤模式下,晶體管Q1和Q2提供單位增益緩沖。當(dāng)電路被置于保持模式時(shí),Q2的基極電壓被拉至負(fù)值,直到被二極管D1箝位。片內(nèi)保持電容CH的標(biāo)稱值為6 pF。Q3與CF一起提供輸出電流自舉功能,并減小Q2的VBE變化,進(jìn)而降低三階信號(hào)失真。20 MHz時(shí),跟蹤模式THD通常為–93 dB。在時(shí)域中,12位精度的滿量程獲取時(shí)間為8 ns。在保持模式下,Q3和A = 1緩沖器的電壓自舉動(dòng)作與Q2的低饋通寄生效應(yīng)一起,使信號(hào)相關(guān)的基底變化最小化。12位精度的保持模式建立時(shí)間為5 ns。在50 MSPS時(shí)鐘速率和20 MHz輸入信號(hào)下,保持模式THD為–90 dB。


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圖21:1995年推出的12位41 MSPS ADC AD9042采用的SHA


圖22所示為近年推出的14位105 MSPS ADC AD6645中使用的差分SHA一半電路的原理示意圖(參考文獻(xiàn)9詳細(xì)描述了該ADC,包括SHA)。在跟蹤模式下,Q1、Q2、Q3和Q4形成一個(gè)互補(bǔ)射極跟隨器緩沖器,驅(qū)動(dòng)保持電容CH。在保持模式下,Q3和Q4的基極極性反轉(zhuǎn),箝位在低阻抗,從而關(guān)閉Q1、Q2、Q3和Q4,導(dǎo)致輸入端信號(hào)與保持電容之間產(chǎn)生雙重隔離。如前所述,箝位電壓由保持輸出電壓自舉,以便最大程度地減小非線性效應(yīng)。


跟蹤模式線性度主要取決于CH充電時(shí)Q3和Q4的VBE調(diào)制。保持模式線性度取決于跟蹤模式線性度和跟蹤轉(zhuǎn)保持時(shí)的非線性誤差,引起該非線性誤差的原因是Q3和Q4的基極電壓切換不平衡,以及由此導(dǎo)致的Q3和Q4關(guān)閉時(shí)通過(guò)其基極-射極結(jié)注入的電荷不平衡。


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圖22:2000年推出的14位105 MSPS ADC AD6645采用的SHA


SHA應(yīng)用


目前來(lái)說(shuō),SHA的最大應(yīng)用是驅(qū)動(dòng)ADC。大多數(shù)用于信號(hào)處理的現(xiàn)代ADC都是采樣ADC,內(nèi)置針對(duì)轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)而優(yōu)化的SHA。采樣ADC的直流和交流性能均是完全明確的,只要有可能,就應(yīng)當(dāng)取代分立式SHA/ADC組合。僅在極少的情況下,特別是那些要求寬動(dòng)態(tài)范圍和低失真的應(yīng)用,使用分立組合可能是有利的。


圖23顯示了一個(gè)類(lèi)似的應(yīng)用,它利用低失真SHA來(lái)降低代碼相關(guān)DAC毛刺的影響。就在要將新數(shù)據(jù)鎖存至DAC之前,將SHA置于保持模式,從而將DAC開(kāi)關(guān)毛刺與輸出隔離。SHA產(chǎn)生的開(kāi)關(guān)瞬變與代碼無(wú)關(guān),并且以更新頻率出現(xiàn),因此很容易予以濾除。這種技術(shù)在低頻時(shí)可能有用,可以改善DAC的失真性能,但對(duì)于專門(mén)為DDS應(yīng)用而設(shè)計(jì)、更新速率為數(shù)百M(fèi)Hz的高速低毛刺低失真DAC,價(jià)值則不大。


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圖23:SHA用作DAC限變器


在同步采樣系統(tǒng)中,與每通道使用一個(gè)ADC的方案相比,使用多個(gè)SHA、一個(gè)模擬多路復(fù)用器和單個(gè)ADC的方案往往更具經(jīng)濟(jì)性(圖24)。同樣,在數(shù)據(jù)分配系統(tǒng)中,可以使用多個(gè)SHA將單個(gè)DAC的順序輸出路由到多個(gè)通道,如圖25所示,但這種做法不太普遍,因?yàn)槭褂枚鄠€(gè)DAC的方案通常更好。


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圖24:使用多個(gè) SHA和單個(gè)ADC的同步采樣


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圖25:使用多個(gè)SHA和單個(gè)DAC的數(shù)據(jù)分配系統(tǒng)


SHA的最后一個(gè)應(yīng)用如圖26所示:在一個(gè)數(shù)據(jù)采樣系統(tǒng)中,多個(gè)SHA級(jí)聯(lián)起來(lái)以產(chǎn)生模擬延遲。在SHA 1的保持間隔時(shí)間快要結(jié)束之前,SHA 2被置于保持模式。因此,總流水線延遲時(shí)間大于采樣周期T。這種技術(shù)常常用于多級(jí)流水線式分級(jí)ADC中,以提供連續(xù)多級(jí)的轉(zhuǎn)換延遲。在流水線式ADC中,50%占空比的采樣時(shí)鐘很普遍,因而可以利用交替的時(shí)鐘相位來(lái)驅(qū)動(dòng)流水線中的各SHA(流水線式ADC詳見(jiàn)教程MT-024)。


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圖26:用于產(chǎn)生模擬流水線延遲的SHA



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