概述

 

微波系統(tǒng)設(shè)計(jì)師一直在追求更高的性能和更高的工作帶寬。簡(jiǎn)化設(shè)計(jì)和降低功耗、尺寸、重量同樣是需考慮的問(wèn)題。UWB數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器能極大地簡(jiǎn)化多通道傳輸系統(tǒng)的設(shè)計(jì)（如果您對(duì)此不了解，請(qǐng)?jiān)L問(wèn)這里）。多年來(lái)，利用上述特性開發(fā)的器件不可勝數(shù)。但是，沒(méi)有任何一款器件有最新的數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器(DAC) EV12DS460的性能。事實(shí)上，這款新型的DAC的帶寬能跨越高達(dá)微波K波段 26.5GHz的巨大頻譜范圍。

 

在去年的歐洲微波IC會(huì)議上涌現(xiàn)了一些關(guān)于單片微波IC (MMIC) 的初步想法。早期的技術(shù)信息表明這樣的產(chǎn)品能達(dá)到X波段（8到12GHz)的性能。隨后，詳細(xì)的寬帶測(cè)試表明這款DAC的性能遠(yuǎn)不止如此。這款器件能工作在8個(gè)奈奎斯特區(qū)域，底噪極低，雜散極少。

 

這款器件使人們窺見未來(lái)軟件定義微波系統(tǒng)(SDeMS)成為現(xiàn)實(shí)的可能性。但是要實(shí)現(xiàn)這一目的，有兩個(gè)重要的問(wèn)題需回答：

 

1.使用什么技術(shù)達(dá)到如此高的性能？

2.這款DAC的測(cè)試結(jié)果如何？

 

本文將展示如何通過(guò)規(guī)避CMOS的設(shè)計(jì)限制和引入新的超高速制程實(shí)現(xiàn)強(qiáng)大的轉(zhuǎn)換能力，以及如何使用緊湊的單核數(shù)字轉(zhuǎn)換器配合仔細(xì)斟酌的電路設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)性能的突破。您將看到布線和電路簡(jiǎn)化的細(xì)微差別是設(shè)計(jì)時(shí)應(yīng)考慮的重要因素。首先，讓我們看看高層級(jí)架構(gòu)的選擇。

 

高層級(jí)設(shè)計(jì)

 

決定性能的兩個(gè)要素分別是：

 

1.基本架構(gòu)

2.處理技術(shù)的速度

 

絕大多數(shù)的高速DAC使用時(shí)間交錯(cuò)的多個(gè)核心來(lái)提高采樣率。但是，這種方案在還原輸出信號(hào)時(shí)會(huì)遇到問(wèn)題，難以避免產(chǎn)生信號(hào)雜散和由此導(dǎo)致的性能下降。我們沒(méi)有使用交織DAC的方式，因?yàn)槠銼FDR性能很差。我們使用分割式架構(gòu)設(shè)計(jì)這款DAC。

 

分割式設(shè)計(jì)

 

基本的DAC設(shè)計(jì)，可簡(jiǎn)單理解成一系列的二進(jìn)制權(quán)重電流源被連接到一個(gè)加法放大器。每個(gè)“2次方”的元素使能與否取決于相關(guān)的比特位置。這種設(shè)計(jì)的優(yōu)點(diǎn)在于實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單，只需有限的元素（每個(gè)比特1個(gè)）。實(shí)際上，要線性放大超過(guò)8比特的源的難度極大。

 

從架構(gòu)上來(lái)說(shuō)，有一個(gè)簡(jiǎn)單的方法實(shí)現(xiàn)單核心設(shè)計(jì)。通過(guò)采用一種混合式分割設(shè)計(jì)（如圖1），分立的DAC把轉(zhuǎn)換任務(wù)分成一個(gè)m比特的編碼單元和一個(gè)2級(jí)(n-m)比特二進(jìn)制權(quán)重單元，處理LSB精度。編碼過(guò)程需要一些時(shí)間延遲，在此之后上述兩個(gè)單元的輸出被綜合成最終的多比特轉(zhuǎn)換結(jié)果。

 

圖1: EV12DS460A的混合式分割DAC架構(gòu)

 

如上文所述，要實(shí)現(xiàn)超過(guò)8bit的線性度難度極大，但是通過(guò)把多個(gè)比特的轉(zhuǎn)換分割成MSB和LSB單元，則能夠大大降低核心的復(fù)雜度。通過(guò)仔細(xì)的設(shè)計(jì)，可以從同一個(gè)開關(guān)、電阻和電流源建立編碼單元和二進(jìn)制權(quán)重單元。

 

簡(jiǎn)單的單核心設(shè)計(jì)

 

任何轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)的起點(diǎn)是保證優(yōu)秀的靜態(tài)精度。在混合式分割設(shè)計(jì)中，精度由二進(jìn)制權(quán)重LSB單元的誤差決定。

 

設(shè)計(jì)的目標(biāo)是提高SFDR并且規(guī)避校準(zhǔn)的操作，達(dá)到優(yōu)于0.5LSB的性能。需考慮如下三點(diǎn)數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器配置：

 

1.2比特編碼器（3段）加10比特權(quán)重段 = 13段

2.3比特編碼器（7段）加9比特權(quán)重段 = 16段

3.4比特編碼器（15段）加8比特權(quán)重段 = 23段

 

初步分析表明配置1是最佳的選擇；它的段數(shù)最少，因此核心區(qū)域最小。但是，它的靜態(tài)精度較差。要理解這一點(diǎn)，請(qǐng)考慮12比特量化器能輸出滿福1V峰峰值，表明LSB量化電壓是244 µV (1Vp-p/4096)。模擬實(shí)驗(yàn)表明9比特權(quán)重段的匹配是125 µV。這比12比特0.5LSB的性能好兩倍，保證單片DAC的工作。但是，因?yàn)闄?quán)重選項(xiàng)是10比特，無(wú)法進(jìn)一步提高匹配的性能，125 µV是物理性能的極限，所以選項(xiàng)1是不可取的。模擬實(shí)驗(yàn)也表明選項(xiàng)3不可取，因?yàn)槠鋵?duì)時(shí)鐘緩沖的動(dòng)態(tài)載荷過(guò)大。

 

處理技術(shù)

 

規(guī)避CMOS制程限制的設(shè)計(jì)使得轉(zhuǎn)換路徑更容易實(shí)現(xiàn)。這種方案利用Infineon¹異質(zhì)結(jié)硅鍺碳雙極型工藝實(shí)現(xiàn)較高的原始速度。通過(guò)引入NPN雙極型晶體管內(nèi)在固有的碳元素，B7HF200工藝允許實(shí)現(xiàn)極薄的高度摻雜基極。高轉(zhuǎn)化速度(200GHz Ft)和低阻抗基極是實(shí)現(xiàn)DAC高性能的兩個(gè)最重要的因素。

 

這種工藝已經(jīng)在高速和毫米波應(yīng)用中應(yīng)用了超過(guò)10年，可用于多種固態(tài)微波器件。

 

圖 2: B7HF200晶體管類型的比較

 

使用四層銅能夠進(jìn)一步提高B7HF200的速度，適用于低電流密度的連接。銅幫助降低寄生電流，此寄生電流是高速設(shè)計(jì)的夢(mèng)魘。

 

DAC設(shè)計(jì)的秘密

 

EV12DS460A的卓越性能并不是偶然得到的。自2011²推出的較慢速的12bit產(chǎn)品以來(lái)，這種架構(gòu)已經(jīng)進(jìn)化了數(shù)代。即使是早期的產(chǎn)品，性能也是非常優(yōu)秀的，帶寬達(dá)到1.5GHz。

 

設(shè)計(jì)過(guò)程的重點(diǎn)在于3個(gè)通用的設(shè)計(jì)原則：

 

1.驅(qū)動(dòng)量化器的動(dòng)態(tài)載荷，減少線長(zhǎng)

2.保證工作穩(wěn)定

3.輸出脈沖整形，減少畸變，提高性能

 

驅(qū)動(dòng)量化器的動(dòng)態(tài)載荷

 

量化器的設(shè)計(jì)，部分是可以重用的（圖3）。右邊是包含16個(gè)段的量化器，而左邊是采樣時(shí)鐘系統(tǒng)的模擬電路。將它們組合起來(lái)，連接兩個(gè)電路的橋梁是芯片布線產(chǎn)生的Lp和Cp。

 

圖3: 簡(jiǎn)化EV12DS460A的輸入驅(qū)動(dòng)

 

為了支持6到7Gsp的采樣率，時(shí)鐘源的抖動(dòng)要低，瞬變時(shí)間要短。當(dāng)6Gsps采樣率時(shí)，時(shí)鐘周期只有166ps。保證干凈、快速的瞬變是確?？焖倭炕筒蓸拥闹刂兄?。但是，在這個(gè)設(shè)計(jì)中，相對(duì)高的量化器滿量程電流被設(shè)置成20mA。為了快速驅(qū)動(dòng)，需要一個(gè)復(fù)雜的驅(qū)動(dòng)器，包含差分對(duì)和輸出電路，其輸出阻抗非常低。

對(duì)于這個(gè)驅(qū)動(dòng)器電路，輸出阻抗Zout可以表示為：

 

Zout = (1/g_m + R_bb + R_g)/Beta(f), 這里 g_m 是晶體管跨導(dǎo) (1/g_m=1,25 ohms), R_bb 是輸出阻抗, R_g 是差分對(duì)的輸出阻抗， Beta(f)是三極管的動(dòng)態(tài)電流增益和頻率之間的關(guān)系。

 

考慮到B7HF200工藝的指標(biāo)(截止頻率 f_T = 200 GHz), 20GHz時(shí)的電流增益Beta(f) 等于10。同時(shí)，極低的雙極型晶體管的固有基極阻抗使R_bb 為25歐姆。 

 

R_g 也應(yīng)當(dāng)是越小越好，但是其不能太小，以避免過(guò)多地增大偏置電流，導(dǎo)致功耗變大。大約50歐姆是比較合適的值。

 

最后，初步估算的輸出阻抗是：  Zout = (1.25 + 25+ 50)/10 = ~ 7.5 ohms. 低輸出阻抗是器件快速工作的關(guān)鍵。

 

為了維持輸出緩沖的300mV的脈沖幅度，需要用300mV驅(qū)動(dòng)50歐姆的終端 (300mV/50 = 6mA)。 R_g 的進(jìn)一步優(yōu)化會(huì)略微改善阻抗，但其代價(jià)是更高的功耗。將 R_g減半，偏置電流會(huì)上升到12mA。

 

減少線長(zhǎng)，保證DAC的穩(wěn)定性

 

下面將討論線長(zhǎng)的重要性和它對(duì)高速設(shè)計(jì)的寄生效應(yīng)的影響。上述設(shè)計(jì)的每一個(gè)量化器段都只有50µm寬，所以16段的總信號(hào)線長(zhǎng)是800 µm (16 x 50 µm)。減少線長(zhǎng)是非常有用的。

 

EV12DS460A的全局時(shí)間常數(shù)與如下三個(gè)因數(shù)有關(guān)： 

 

1.動(dòng)態(tài)負(fù)載電容 (C_L) 大約是 0.5 pF (C_L=g_m.T_f with g_m = ΔI/ΔV = ~ 20mA/25mV .T_f 晶體管前向瞬變時(shí)間 = 0.8 ps)

2.金屬信號(hào)線的被動(dòng)寄生電容(C_P)大約是0.5 pF

3.金屬信號(hào)線的被動(dòng)寄生電感 (L_P)大約是 50 pH

 

在最壞的條件下，全局時(shí)間常量ΣT可根據(jù)下式計(jì)算：

 

ΣT = Zout.C_L + Zout.C_P + L_P/Zout, so ΣT = 7.5?. 0.5pF + 7.5 ?.500fF + 50pH/7.5 ? = 3.75 ps + 3.75 ps + 6.66 ps = ~14 ps

 

這個(gè)時(shí)間常量與DAC數(shù)據(jù)的35ps上升和下降時(shí)間 (t_r/t_f)有關(guān)。而且，在這一層級(jí)上，t_r/t_f 分別表示整個(gè)時(shí)鐘周期(166ps)的少于20%的時(shí)間，其能產(chǎn)生足夠快的時(shí)鐘邊沿，支持10GHz的初步帶寬估算，達(dá)到DAC的設(shè)計(jì)目標(biāo)。

 

在初步的估算之外，我們使用一些特別的技術(shù)保證DAC的動(dòng)態(tài)穩(wěn)定性。我們實(shí)現(xiàn)最大過(guò)沖(+4%)和最小回彈(-2%)的性能。B7HF200工藝提供低阻抗的鍍銅技術(shù)，幫助進(jìn)一步調(diào)節(jié)和改善芯片的關(guān)鍵節(jié)點(diǎn)。由此產(chǎn)生的優(yōu)異的性能（純凈的6GHz采樣）在圖4中以階躍響應(yīng)的形式表示。

 

圖4: 加負(fù)載后30ps上升時(shí)間的階躍響應(yīng)

 

通過(guò)輸出脈沖整形提高動(dòng)態(tài)性能

 

我們提供四種輸出脈沖整形模式（NRZ, NRTZ, RTZ, RF)以幫助系統(tǒng)設(shè)計(jì)師根據(jù)特定的輸出頻帶裁剪DAC的動(dòng)態(tài)響應(yīng)性能，從而使設(shè)計(jì)更加便利。大多數(shù)的量化器畸變與開關(guān)瞬變有關(guān)。任何開關(guān)的毛刺都會(huì)疊加在最后的輸出信號(hào)上（圖5）。如果能夠移除這些毛刺，輸出的頻譜純凈度將大大提高。

 

圖5: DAC 脈沖整形的概念圖和NRTZ、RF模式的擴(kuò)展波形

 

為了實(shí)現(xiàn)上述的脈沖整形，我們?cè)诿總€(gè)瞬變環(huán)節(jié)的邊緣之前強(qiáng)制把DAC輸出截止為0，可以在NRTZ和RF模式的圖中看到輸出的波形。脈沖整形通過(guò)3線串行接口控制，其有兩個(gè)用戶可控的參數(shù)：整形脈沖寬度（RPW）和整形脈沖中心（RPB)。如果所有的毛刺都被移除，脈沖中心必然與瞬變邊緣的中心一致。注意，這種技術(shù)犧牲了少量的輸出信號(hào)強(qiáng)度（與RPW定義的區(qū)域有關(guān)）。

 

特性曲線（圖6）表明脈沖整形帶來(lái)的優(yōu)勢(shì)。這些數(shù)據(jù)展示了兩種RPW設(shè)置（如果您對(duì)信號(hào)偏置不了解，請(qǐng)閱讀這里）時(shí)橫跨8個(gè)奈奎斯特區(qū)間的高達(dá)27GHz (采樣率fs = 6 & 7Gsps)的頻譜。注意采樣率的提高顯著地?cái)U(kuò)展了典型的SINC (sin(x)/x) DAC 輸出特性曲線。

 

 

圖6: 兩種脈沖整形模式下DAC EV12DS460的輸出功率譜 (采樣率 6/7Gsps)

 

由于波形整形（H3從-57dBm提到到-69dBm)，三次諧波的性能提高了+12dB，極大地提高了DAC的性能。為了對(duì)比，我們?cè)?Gsps采樣率，F(xiàn)out = 2940MHz的條件下使用有波形整形（NRTZ模式）和無(wú)波形整形（NRZ模式）產(chǎn)生如下的頻譜（圖7）。在NRTZ模式下，波形整形帶來(lái)的性能提升非常明顯。

 

圖7: 6 GSps，F(xiàn)out = 2940MHz時(shí)的單音頻譜，有波形整形和無(wú)波形整形

 

實(shí)測(cè)的性能

 

輸出3dB帶寬最大7GHz，采樣率6Gsps保證產(chǎn)生3GHz的瞬時(shí)帶寬。有用的輸出功率在X波段非常明顯（圖8a）。曲線表示一個(gè)第四奈奎斯特區(qū)間的11950MHz的單音載波，SFDR為50dBc。這里4次諧波主導(dǎo)SFDR。這個(gè)載波頻譜是仔細(xì)選擇的，為了在X波段的邊沿，使諧波信號(hào)更容易被觀察到，因?yàn)樗鼈円宰匀坏闹C波順序出現(xiàn)。

 

如果提高載波頻率到K波段（圖8），信號(hào)參考設(shè)置為在第8奈奎斯特區(qū)間的23950MHz，2次諧波主導(dǎo)SFDR（-36.5dBc) 。顯然，諧波的純凈度有明顯提高。

 

圖8: 11950 MHz 和 23950 MHz 處的SFDR

 

這些圖線還包含著其他突出的性能指標(biāo)。每張圖里都展示了中頻點(diǎn)的非諧波雜散。這些雜散與DAC 4:1輸入多路復(fù)用器的不完全混合信號(hào)抑制有關(guān)。這些雜散的峰值在-80dBm，相當(dāng)好。DAC的底噪大約接近-110dBm。

 

在實(shí)驗(yàn)室里使用單音或多音的信號(hào)測(cè)試數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器并不困難。這些測(cè)試的結(jié)果并不能完全表明DAC的性能。當(dāng)今的數(shù)據(jù)通信系統(tǒng)在大塊帶寬上部署復(fù)雜的模塊，所以我們需要更有效的寬帶測(cè)試方法。這時(shí)噪聲功率比(NPR)非常有用。它在一個(gè)較寬的帶寬上測(cè)試DAC，能表明信號(hào)如何包含多個(gè)非相干窄帶頻率，以及它們?cè)诒籇AC混合之時(shí)如何互相影響和互相干涉。顯然，一款NPR指標(biāo)接近理想n-bit器件的NPR指標(biāo)的DAC是非常優(yōu)秀的寬帶器件。

 

NPR測(cè)試通常由一組高斯噪聲功率密度的數(shù)字譜實(shí)現(xiàn)。對(duì)這個(gè)數(shù)字譜在頻域使用（數(shù)字）陷波濾波器將在感興趣的帶寬內(nèi)得到一個(gè)“安靜”的區(qū)域。然后把這個(gè)數(shù)字譜發(fā)送給DAC，NPR的值通過(guò)計(jì)算陷波內(nèi)外的功率密度比的平均值得出。對(duì)于一個(gè)理想的DAC，陷波內(nèi)的信號(hào)功率只和量化噪聲有關(guān)。而對(duì)于現(xiàn)實(shí)的DAC，量化噪聲由熱噪聲、時(shí)鐘抖動(dòng)帶來(lái)的噪聲和通道間交調(diào)帶來(lái)的噪聲有關(guān)。

 

這款器件的寬帶NPR如下圖（圖9）所示。7Gsps的采樣率帶來(lái)3.150GHz的合成帶寬。NPR是42.6dB，等效的有效位數(shù)(ENOB)為8.6。注意NPR的平坦度一直到3325MHz的位置都相當(dāng)好。

 

圖9: 3.15 GHz帶寬，30MHz陷波的寬帶NPR

 

圖10中的第二個(gè)NPR特性在22GHz的范圍內(nèi)復(fù)制了3.150/2.700GHz的NPR譜。這時(shí)DAC的采樣率為7/6Gsps，工作模式是RF模式。這些圖線表明提高采樣率帶來(lái)的優(yōu)勢(shì)之一。它不僅影響DAC產(chǎn)生的最大瞬時(shí)帶寬，還擴(kuò)展了高奈奎斯特區(qū)間的SINC特性和輸出功率。

 

圖 10:多奈奎斯特區(qū)間的重復(fù)的NPR譜 —— 7Gsps時(shí)K波段的NPR有明顯提高

 

其他尖端的DAC

 

德州儀器最近有一款14bit 8.9Gsps RF DAC，使用40nm CMOS工藝，支持4G LTE的應(yīng)用。它的SFDR在8.9Gsps（Fout = 4300MHz）時(shí)是50dBc³。雖然這款DAC可以支持8.9Gsps的采樣率，但是沒(méi)有任何超過(guò)4300MHz的測(cè)試數(shù)據(jù)，而絕大多數(shù)的微波頻段都超過(guò)4300MHz。

 

Analog Devices公司也在開發(fā)一款11/16bit, 12Gsps的DAC (AD9161/AD9162)，其RF模式（也叫作混合模式）下的采樣率能達(dá)到12Gsps。在RF模式下，因?yàn)槊堪雮€(gè)時(shí)鐘周期數(shù)據(jù)會(huì)反向，似乎DAC在以12Gsps的采樣率采樣。而對(duì)于RF模式下的EV12DS460A （圖5），數(shù)據(jù)反向被沒(méi)有被考慮進(jìn)標(biāo)稱的采樣率（6Gsps）。因此，EV12DS460A和AD9161/62的采樣率是相同的。這一點(diǎn)也可以由3GHz的瞬時(shí)帶寬證明。

 

Analog Devices的器件在前兩個(gè)奈奎斯特區(qū)間的最佳的SFDR是65dBc (Fclock = 5Gsps, Fout = 4000MHz）。但是，其性能在超過(guò)7500MHz的位置急劇下降。輸出功率在Fout = 7500MHz時(shí)只有 -66dBm，因此它無(wú)法在X波段和K波段很好地工作。

 

結(jié)語(yǔ)

 

EV12DS460的發(fā)布給微波工程師帶來(lái)一款帶寬從DC一直到K波段頻率的寬帶DAC。雖然這款器件并不是唯一的Gsps采樣率的DAC，但是如同上文所述，它是第一款合成帶寬跨多個(gè)奈奎斯特區(qū)域，同時(shí)保持優(yōu)秀的頻譜純度的DAC。它為全新的毫米波應(yīng)用開拓了一個(gè)激動(dòng)人心的新領(lǐng)域。

 

參考文獻(xiàn)
 

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