【導(dǎo)讀】通常在討論這兩種工作模式的時候，所指的是理想的電壓模式和電流模式。然而，在實際的應(yīng)用中，電流模式的開關(guān)電源系統(tǒng)，當(dāng)輸出負(fù)載變化時，或者在一些工作條件，為了系統(tǒng)的穩(wěn)定，增加一些補(bǔ)償?shù)男盘?，此時，系統(tǒng)會在電流模式中引入部分的電壓模式特性，或者完全進(jìn)入電壓模式。
1.1 輕載時電流模式趨向于電壓模式
電源系統(tǒng)進(jìn)入輕載或空載時，變換器通常工作在突發(fā)模式和跳脈沖模式。對于跳脈沖模式，變換器進(jìn)入非連續(xù)電流模式，高端的開關(guān)管的開通時間為控制器所設(shè)定的最小導(dǎo)通時間，同時在有一些開關(guān)周期，高端的開關(guān)管不導(dǎo)通，也就是屏蔽，或跳去一些開關(guān)脈沖，以維持輸出電壓的調(diào)節(jié)。
注意到：在輕載或空載時，電流信號很小，系統(tǒng)也很難檢測到電流信號，另一方面，由于高端的開關(guān)管的開通時間固定為最小導(dǎo)通時間，已不受電流檢測信號的調(diào)節(jié)，電流反饋事實上已經(jīng)不起作用，也就不參與到反饋環(huán)節(jié)。系統(tǒng)此時工作于標(biāo)準(zhǔn)的電壓模式。
對于突發(fā)模式，輸出電壓完全由滯洄比較器控制，滯洄比較器控制通過檢測輸出電壓的變化，將輸出電壓設(shè)定在允許的上限和下限的范圍內(nèi)，系統(tǒng)此時也是工作于標(biāo)準(zhǔn)的電壓模式。
1.2 使用大的電感值趨向于電壓模式
輸出電感的選擇及設(shè)計是基于輸出DC電壓的穩(wěn)態(tài)和瞬態(tài)的要求。較大的電感值可減小輸出紋波電流和紋波電壓，減小磁芯的損耗，但在負(fù)載瞬變過程中改變電感電流的時間會加長，同時增大電感的成本和體積。較小的電感值可以得到較低的直流銅損，但是交流磁芯損耗和交流繞線電阻損耗會變大。
圖1：不同電感電流
同時使用大的電感時，電感電流的斜率減小，在理想的狀態(tài)下，若電感值為無窮大，那么在整個開關(guān)周期，電感電流為直流值，電流檢測信號就不在起作用，也就是標(biāo)準(zhǔn)的電壓模式。因此使用的電感值越大，工作于電流模式的控制就越接近于電壓模式，在負(fù)載瞬變過程中，系統(tǒng)動特性越差。因此對于電流模式，折衷的方法是選擇電感紋波電流峰峰值在輸出負(fù)載電流額定值的20％到40％之間。
1.3 斜坡補(bǔ)償?shù)碾娏髂Ｊ节呄蛴跒殡妷耗Ｊ?/strong>
理論上，當(dāng)占空比大于50%時，電流模式就要加斜坡補(bǔ)償，系統(tǒng)才能穩(wěn)定的工作。否則，就會產(chǎn)生次諧波振蕩。在實際的應(yīng)用中，占空比大于40%時，就要加斜坡補(bǔ)償。占空比大于50%時，斜坡補(bǔ)償，由于電感充分激磁，而去磁不足，因此輸出的電壓將比預(yù)設(shè)定的值高，并將繼續(xù)升高，直到較慢的電壓控制回路調(diào)整電流設(shè)定點為止，然后輸出電壓又下降至低于期望值，形成次諧波振蕩。
次諧波振蕩典型的特性就是在一個開關(guān)周期，脈沖寬度較寬，在下一個開關(guān)周期，脈沖寬度變窄，在每三個開關(guān)周期，脈沖寬度又變寬，如此反復(fù)。此時可以看到輸出電壓不穩(wěn)定，有時還可以聽到音頻的噪聲。
圖2中，紅線斜坡補(bǔ)償，實線三角形波為加斜坡補(bǔ)償?shù)碾姼械碾娏鞑ㄐ危摼€為沒加斜坡補(bǔ)償?shù)碾姼械碾娏鞑ㄐ?。如果用下降沿的鋸齒波電壓，則其加在電壓誤差放大器的輸出上，用以控制電流檢測信號；如果用上升沿的鋸齒波電壓，則其加在電流檢測信號上，然后與電壓誤差放大器的輸出進(jìn)行比較。
注意到，內(nèi)部的斜坡補(bǔ)償將使總的電流斜坡減小，即斜坡補(bǔ)償使真正的電感電流的斜率降低，可以去除不同占空比對平均電感電流大小的擾動作用，使得所控制的峰值電感電流最后收斂于平均電感電流，因而合成波形信號要有斜坡補(bǔ)償信號與實際電感電流信號兩部分合成構(gòu)成，從而促使變換器從電流模式向電壓模式轉(zhuǎn)化。
所加的斜坡補(bǔ)償越大，變換器越接近電壓模式，當(dāng)外加補(bǔ)償斜坡信號的斜率增加到一定程度，峰值電流模式控制就會轉(zhuǎn)化為電壓模式控制。因為若將斜坡補(bǔ)償信號完全用振蕩電路的三角波代替，就成為電壓模式控制，只不過此時的電流信號可以認(rèn)為是一種電流前饋信號。
圖2：斜坡補(bǔ)償
斜坡補(bǔ)償也降低了電流環(huán)路的增益，降低的系統(tǒng)內(nèi)部設(shè)定的限流點，使系統(tǒng)實際所加的負(fù)載電流值降低。
當(dāng)處于空載狀態(tài)，輸出電流為零并且斜坡補(bǔ)償信號幅值比較大的話，峰值電流模式控制就實際上就完全變?yōu)殡妷耗Ｊ娇刂啤?nbsp;
通常在討論這兩種工作模式的時候，所指的是理想的電壓模式和電流模式。然而，在實際的應(yīng)用中，電壓模式的開關(guān)電源系統(tǒng)，即系統(tǒng)反饋環(huán)中沒有引入電流取樣信號，但也會采用其它的方式引入一定程度的電流反饋，電壓模式向電流模式轉(zhuǎn)變，從而提高系統(tǒng)動態(tài)響。
2.1 電壓模式中輸出電容ESR取樣形成的平均電流模式
理想的電壓模式在一定的反饋網(wǎng)絡(luò)參數(shù)下，很難在整個電壓輸入范圍和輸出負(fù)載變化范圍內(nèi)都能穩(wěn)定的工作。輸出負(fù)載變化可以通過加大輸出電容同時使用ESR值大的電容來優(yōu)化其動特性，盡管這樣做導(dǎo)致系統(tǒng)的成本和體積增加，同時增大輸出的電壓紋波。
通常，從直觀上理解，輸出電容ESR和輸出電容形成一個零點，對于電流模式，這個零點不是必需的，因為電流模式是單階的系統(tǒng)，而且這個零點導(dǎo)致高頻的增益增加，系統(tǒng)容易受到高頻噪聲的干擾。所以電流模式或者使用ESR極低的陶瓷電容，使ESR零點提升到更高的頻率，就不會對反饋系統(tǒng)產(chǎn)生作用，或者再加入一個極點以抵消零點在高頻段的作用，加入極點的方法就是在ITH(Vc)管腳并一個對地的電容。
圖3：輸出電容ESR
電壓模式是LC形成的二階系統(tǒng)，這個零點的引入可以一定的程度上抵消LC雙極點的一個極點，使其向單階系統(tǒng)轉(zhuǎn)化。ESR越大，作用越明顯。因此電壓模式輸出電壓通常使用ESR大的電容。
另一方面，注意到，輸出電壓為：
Vo=Vco+ESR*DIL
DIL=a*Io
Vco為輸出電容的容抗上的電壓，DIL為電感的紋波電流，a為電流紋波系數(shù)，一般取0.2-0.4。
輸出電壓的小信號值為：
DVo=VDco+D(ESR*a*Io)
若ESR小，式中后面的一項基本可以忽略；但是，由于電壓模式通常使用ESR值較大的輸出電容，這樣ESR就不可以忽略，由于ESR的作用，相當(dāng)于在輸入電壓的反饋信號中引入了一定程度的電流模式，電流模式反饋量為：D(ESR*a*Io)。
輸出電容的ESR將采樣的電流信號送到電壓誤差放大器的輸入端，和輸出電壓信號加在一起，經(jīng)過電壓誤差放大器放大，再送到PWM比較器，其工作的原理相當(dāng)于平均電流反饋。在電壓模式中，使用ESR大的輸出電容，相當(dāng)于引入一定程度的平均電流模式，從而增加系統(tǒng)對輸出負(fù)載變化的動態(tài)響應(yīng)，提高系統(tǒng)的穩(wěn)定性。
2.2 電壓模式中輸入電壓前饋引入電流模式
對于輸入電壓的變化，目前通常采用輸入電壓前饋技術(shù)，來提高系統(tǒng)對輸入電壓變化的響應(yīng)。電壓模式中，內(nèi)部時鐘信號產(chǎn)生鋸齒波的斜率固定為k，圖2中的虛線所示。在沒有電壓前饋時，產(chǎn)生的占空比為D*Ts，則有以下公式：
Vc=k*D*Ts
輸入電壓前饋就是在內(nèi)部鋸齒波上加入隨輸入電壓變化的斜坡，或者從Vc信號減去此斜坡。若采用輸入電壓前饋加在內(nèi)部鋸齒波上的方式，若外加的前饋電壓斜坡的斜率為ks，內(nèi)部鋸齒波和外加斜坡之和為：k+ks。
前饋前壓的斜率隨輸入電壓增加而增大，ks正比于Vin，即：ks正比于kVin*Vin，所以此時的占空比為：
D1=Vc/(k+ks)*Ts=Vc/(k+kVin*Vin)*Ts
占空比隨輸入電壓的增加立刻而減少，圖2中的實線所示，系統(tǒng)提前對輸入電壓變化做出相應(yīng)的響應(yīng)。
圖4：電壓模式加入輸入電壓前前饋
若不考慮效率，由功率平衡可以得到：Vin*Iin=Vo*Io，所以有：
ks=kVin*Vo*Io/Iin
從上式可以看到，所加的輸入電壓前饋信號也就是輸入的電流信號。事實上可以這樣理解：輸入電壓前饋技術(shù)也就是在理想的電壓模式中，疊加一定的電流反饋，以形成一定的電流反饋，從而增加系統(tǒng)對輸入電壓變化的響應(yīng)。
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