目前高頻高效的DCDC變換器的應(yīng)用越來越廣泛。通常在滿輸出負(fù)載時(shí)，DCDC變換器工作于CCM即連續(xù)電流模式。但是，當(dāng)系統(tǒng)的輸出負(fù)載從滿載到輕載然后到空載變化的過程中，系統(tǒng)的工作模式也會發(fā)生相應(yīng)的改變。

 

下面以降壓型Buck變換器為例說明DCDC變換器輕載時(shí)的工作模式。降壓型Buck變換器在輕載有三種工作模式：突發(fā)模式、跳脈沖模式和強(qiáng)迫連續(xù)模式。下面將詳細(xì)的闡述了這三種模式的工作作原理及其它們的優(yōu)點(diǎn)及缺點(diǎn)。在實(shí)際的應(yīng)用中，應(yīng)該根據(jù)系統(tǒng)對輸出紋波和效率的具體要求來選取相應(yīng)的工作模式。

 

 

對于恒定頻率的常規(guī)的非同步Buck控制器，通常電感的電流工作于CCM連續(xù)電流模式，電感的平均電流即為輸出的負(fù)載電流。當(dāng)負(fù)載電流降低時(shí)，電感的平均電流也將降低；當(dāng)負(fù)載電流降低時(shí)一定值，變換器進(jìn)入臨界電流模式。此時(shí)，若負(fù)載電流進(jìn)一步的降低，電感的電流回到0后，開關(guān)周期還沒有結(jié)束，由于二極管的反向阻斷作用，電感的電流在0值處保持一段時(shí)間，然后開關(guān)周期結(jié)束，進(jìn)入下一個開在周期，此時(shí)變換器為完全的非連續(xù)電流模式。

 

變換器進(jìn)入非連續(xù)電流模式后，若負(fù)載電流仍然進(jìn)一步的降低，為了維持輸出電壓的調(diào)節(jié)，高端的開關(guān)管的開通時(shí)間將減小，直到達(dá)到控制器的最小導(dǎo)通時(shí)間。高端的開關(guān)管的開通時(shí)間達(dá)到控制器的最小導(dǎo)通時(shí)間后，若負(fù)載電流仍然的降低，控制器就必須屏蔽掉即跳掉一些開關(guān)脈沖，以維持輸出電壓的調(diào)節(jié)。這種控制方法即為跳脈沖模式。

 

同步的Buck變換器檢測下管的電流，當(dāng)下管的電流接近于0時(shí)，系統(tǒng)就工作在非同步的方式，也就是下管不工作，依靠下管內(nèi)部寄生的反并聯(lián)二極管，提供續(xù)流回路。

 

 

圖1：跳脈沖模式

 

跳脈沖模式可以在最寬的輸入電流范圍內(nèi)提供恒定頻率的不連續(xù)電流操作，防止反向電感器的電流。由于控制器允許調(diào)節(jié)器跳掉一些不需要的脈沖，相比于連續(xù)模式操作，提高輕載的效率，但其輕載的工作效率不如突發(fā)模式操作，其輕載的輸出紋波不如連續(xù)模式操作。跳脈沖模式的確提供了一種工作效率和噪聲的折衷方案。

 

 

Buck突發(fā)模式的原理圖見圖2所示。VFB為輸出電壓反饋腳，VEA為電壓誤差放大器，VREF為參考電壓，突發(fā)工作模式比較器上限電壓和下限電壓為VH和VL，通過檢測ITH管腳電壓VC來檢測輸出負(fù)載的變化。

 

正常工作時(shí)，系統(tǒng)不會進(jìn)入突發(fā)工作模式，突發(fā)工作模式比較器不工作，當(dāng)輸出負(fù)載降低時(shí)，輸出電壓將提高，VFB相應(yīng)的也提高，由于VEA為負(fù)反饋，因此VC隨之降低。當(dāng)輸出負(fù)載降低到一定的值時(shí)，系統(tǒng)進(jìn)入到輕載模式后，突發(fā)工作模式比較器開始工作，接管對ITH管腳電壓VC的控制，突發(fā)工作模式比較器的輸出信號使控制電路將高端MOSFET的輸出驅(qū)動關(guān)斷，高端MOSFET停止開關(guān)操作，此時(shí)輸入不再向輸出端傳輸能量，輸出的大電容將維持低的輸出負(fù)載，因此輸出電壓慢慢的降低，VFB相應(yīng)的也降低，VC隨之提高。

 

輸出電壓繼續(xù)的降低，VFB的電壓相應(yīng)的也繼續(xù)的降低，VC隨之繼續(xù)提高。經(jīng)過一段長的時(shí)間后，VC電壓將增加到等于VH，突發(fā)工作模式比較器輸出信號翻轉(zhuǎn)，控制電路使能高端MOSFET的驅(qū)動輸出信號，高端MOSFET進(jìn)入開關(guān)操作，系統(tǒng)進(jìn)入正常的PWM操作，由于輸入的能量大于輸出負(fù)載所消耗的能量，因此輸出電壓將隨之提高。

 

當(dāng)輸出電壓提高到一定值時(shí)，VC電壓降低，VC電壓降低到VL時(shí)L，突發(fā)工作模式比較器輸出又一次的翻轉(zhuǎn)，重新關(guān)斷高端MOSFET的驅(qū)動信號，系統(tǒng)再一次停止工作。如此反復(fù)，這種工作模式即為突發(fā)工作模式。

 

突發(fā)模式比較器控制高端開關(guān)管工作，高端開關(guān)管工作的時(shí)間很短，停止工作的時(shí)間很長，極大的降低了開關(guān)損耗，在此期間，芯片內(nèi)部的許多功能停止工作，減小內(nèi)部靜態(tài)電流的消耗，因此提高系統(tǒng)的效率。

 

另一方面由于高端開關(guān)管停止工作的時(shí)間很長，輸出電容將維持輸出的負(fù)載的能量，輸出電容的電壓降低幅度較大，因此輸出電容的紋波電壓大，即輸出的紋波電壓大。突發(fā)工作模式比較器的上下門限電壓決定了輸出電壓紋波值。

 

圖2：突發(fā)模式

 

這種模式和滯回電壓模式有點(diǎn)類似，但不同的是，這種模式通過內(nèi)部的檢測確定輸出負(fù)載的變化，從而決定系統(tǒng)是否進(jìn)入輕載的突發(fā)模式。在突發(fā)模式中，比較器輸出信號翻轉(zhuǎn)系統(tǒng)進(jìn)入正常工作時(shí)，系統(tǒng)為正常的定頻PWM工作，高端MOSFET進(jìn)入正常的PWM工作，此時(shí)系統(tǒng)工作在連續(xù)PWM模式或斷續(xù)與連續(xù)PWM并存的模式，能量很快的向輸出傳送，只要工作幾個周期后便停止工作。

 

 

強(qiáng)迫連續(xù)模式主要針對于同步Buck變換器，在正常工作時(shí)，強(qiáng)迫連續(xù)模式和跳脈沖模式一樣都工作于CCM模式。當(dāng)輸出負(fù)載降低并降低到一定的值時(shí)，如前所述，跳脈沖模式將由CCM進(jìn)入DCM模式，在電感的電流為0時(shí)續(xù)流二極管將自然關(guān)斷并維持關(guān)斷的狀態(tài)直到進(jìn)入下一個開在周期。

 

對于強(qiáng)迫連續(xù)模式，在電感的電流為0，由于同步開關(guān)管仍然導(dǎo)通，因此輸出的電容電壓將反向加在電感上從而對電感反向激磁，電感的電流將從0反向增加到一定值，然后同步管關(guān)斷，主開關(guān)管導(dǎo)通，輸入電壓加在電感上，電感兩端的電壓為正電壓，電感的電流將從一定負(fù)值正向增加，在過0后繼續(xù)正向增加到一定值,這也是所謂的輸出電流倒灌現(xiàn)象。

 

圖3：強(qiáng)迫連續(xù)模式

 

主開關(guān)管和同步開關(guān)管在每個開關(guān)周期都在工作，因此開關(guān)的功耗大，系統(tǒng)的效率極低。低輸出負(fù)載條件下，在每個開關(guān)周期，高端的主開關(guān)導(dǎo)通時(shí)，從輸入端向輸出負(fù)載傳輸?shù)哪芰看笥趯?shí)際負(fù)載所需要的能量，因此必須依靠同步開關(guān)管的導(dǎo)通，使輸出電壓對電感反向激磁，從而將多余部分的能量儲存在電感中，以維持輸出的調(diào)節(jié)。這部分的能量只是在電感中來回的交換，并沒有消耗在實(shí)際的負(fù)載中。由于電感有磁損耗（磁芯中的功率損耗）和銅損耗（導(dǎo)線電阻的損耗）能量，因此也進(jìn)一步的降低的效率。然而也正是因?yàn)橹鏖_關(guān)管和同步開關(guān)管在每個開關(guān)周期都在工作，即使在輕負(fù)載的條件下，在每個開關(guān)周期，輸入和輸出的能量能夠得到平移，因此輸出電壓的紋波也最小。

 

這種效率最低的操作模式適合于一些特定的應(yīng)用。在該模式中，輸出可以供電流也可以吸收電流，因此可以應(yīng)用于DDR存儲器的供電。另外，在一些通訊系統(tǒng)中，即使是在輕負(fù)載的條件下仍然需要低的輸出電壓紋波，因此也必須使用此種工作模式，而效率并不是主要的考慮因素。輸出紋波電壓和頻率在整個負(fù)載變化范圍內(nèi)恒定，容易濾除噪聲，適合于通訊等要求干擾噪聲低的應(yīng)用。在強(qiáng)制連續(xù)模式操作中輸出電流倒灌，然后處于開關(guān)管死區(qū)時(shí)間，電感的電流對輸入電容充電，其電壓提升，設(shè)計(jì)時(shí)要校核實(shí)際的輸入電壓最大值，使其小于相關(guān)元件的額定值。 

 

 

設(shè)計(jì)輸入電壓為3.3V，輸出電壓為2.5V的同步Buck變換器，輸出滿負(fù)載電流為Io=1.25A，輕載電流Io=50mA，工作的頻率為1MHz，電感值L=2.2uH，輸出電容選取22uF陶瓷電容。

 

從圖4可見，在50mA的輕載輸出電流下，系統(tǒng)工作于跳脈沖模式時(shí)電感的電流為DCM模式，每個開關(guān)周期電感的電流過0并保持一段時(shí)間后才進(jìn)入下一個開關(guān)周期；系統(tǒng)工作于突發(fā)模式時(shí)，主開關(guān)管停止開關(guān)操作的間歇時(shí)間為9uS，然后再開關(guān)操作3uS，輸出的電壓紋波峰峰值高達(dá)20mV；系統(tǒng)工作于強(qiáng)迫連續(xù)模式時(shí)，電感的電流過0后繼續(xù)反向增加到-100mA，然后從-100mA正向增加，過0后繼續(xù)正向增加到最大值。輸出的紋波很小，明顯的，電感的環(huán)流將影響系統(tǒng)的效率。

 

(a)跳脈沖模式 (b)突發(fā)模式 (c)強(qiáng)迫連續(xù)模式

 

圖4：輕載三種工作模式波形（Vin=3.3V, Vo=2.5V, Io=50mA）

 

從圖5可以看到三種模式輕載時(shí)的效率和輸出電壓的紋波比較，在三種模式中，突發(fā)模式具有最高的輕載效率和最大的輸出電壓紋波，強(qiáng)迫連續(xù)模式具有最低的輕載效率和最小的輸出電壓紋波，跳脈沖模式則介于二者之間。

 

(a)三種模式效率比較 (b)三種模式輸出紋波比較

 

圖5：輕載三種模式效率和輸出紋波

 

參考文獻(xiàn)：LTC3411數(shù)據(jù)表