圖1、圖2是供分析的電路。逆變器前級電路一般采用推挽結(jié)構(gòu)，這里主要講解下開環(huán)和閉環(huán)的問題。
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閉環(huán)前級變壓器匝數(shù)比的設(shè)計(jì)

逆變器前級無論是開環(huán)還是閉環(huán)，只是變壓器的匝比和反饋環(huán)路的參數(shù)不同而已。比如需要設(shè)計(jì)一個輸入12V，變化范圍為10.5-15V，輸出電壓為交流220V50Hz的高頻修正方波逆變器。如果前級采用閉環(huán)結(jié)構(gòu)，12V升壓后的直流電壓穩(wěn)定在270V比較好，這樣為了使輸入10.5V時(shí)還能輸輸出270V，則變壓器的變比大約為（270+2VD）/（10.5-VDS）/D，其中VD為高壓整流管的壓降，VDS為前級MOS管的壓降，D為最大占空比。計(jì)算出來的結(jié)果大約是28。

特別注意的是當(dāng)前級工作在閉環(huán)狀態(tài)時(shí)，比如輸入電壓比較高的話，D1、D3正端整流出來的脈沖的峰值將超過270V，占空比小于1需要L1、C11平滑濾波，所以L1不能省略，還要足夠大，否則MOS管發(fā)熱損耗很大。具體計(jì)算可根據(jù)正激類開關(guān)電源輸出濾波電感的計(jì)算，這里就不再贅述了。

準(zhǔn)開環(huán)前級變壓器匝數(shù)比的設(shè)計(jì)

實(shí)際中的逆變器前級往往省略L1，從電路上看還是閉環(huán)穩(wěn)壓，電壓也是通過R1進(jìn)行反饋，又是怎么回事呢？從上面閉環(huán)穩(wěn)壓的計(jì)算中可以看出，為了保持輸出的穩(wěn)定，變壓器的變比設(shè)計(jì)的比較大。逆變器前后級都穩(wěn)壓當(dāng)然比較好，但也可以只是后級穩(wěn)壓，后級穩(wěn)壓在AC220V，我們可以把前級直流高壓設(shè)計(jì)在最低220V就可以了，此時(shí)占空比為50%。

如果前級直流高壓大于220V我們可以自動把占空比調(diào)小點(diǎn)，這樣輸出交流電也穩(wěn)定在220V了。用這種方式的話我們的變壓器變比可以按輸入10.5V時(shí)輸出220V設(shè)計(jì)，計(jì)算結(jié)果變比大約是22。這樣輸入10.5-15V變化時(shí)，前級高壓的變動范圍大約是220-320V。如果L1直接短路，R1去掉，這樣就是一個純開環(huán)的電路，只是有于變壓器漏感尖峰的存在，在逆變器空載時(shí)，前級輸出的直流高壓會虛高，對高壓濾波電容和后級高壓MOS管安全不利。我們可以也接上R1做一個淺閉環(huán)反饋，限制空載高壓在320V，超過320V時(shí)，占空比會被控制到很小，這樣高壓濾波電容和后級高壓MOS管的安全得到了保證，空載電流也減小了。前級這樣設(shè)計(jì)的話，只要帶很小的負(fù)載，前級占空比立刻拉到最大，前級直流高壓降到320V以下。

在正弦比逆變器的前級電路中也可以這樣設(shè)計(jì)，對于輸入12V輸出220V的逆變器來說可以把變壓器的變比設(shè)計(jì)在32左右，這樣前級直流高壓的變化范圍大約在320-420V，通過改變后級SPWM的調(diào)制度也可以保證后級輸出220V電壓的穩(wěn)定。

高頻逆變器后級電路的設(shè)計(jì)

后級電路的基本功能就是把前級升壓的高壓直流電逆變成交流電。從結(jié)構(gòu)來說全橋結(jié)構(gòu)用得最多。


下面以單相正弦波逆變器的后級電路為例講解下，部分電路如圖3。
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米勒電容對高壓MOS管安全的影響及其解決辦法

很多網(wǎng)友提到IR2110推動全橋MOS非常不穩(wěn)定，經(jīng)常莫名奇妙地炸管，往往在低壓試驗(yàn)時(shí)好好的，母線電壓一調(diào)高就炸了，這確實(shí)是個令人非常頭疼的問題。我們先來分析一下MOS管GD結(jié)電容，也叫米勒電容對半橋上下兩管開關(guān)的影響。供分析的電路如下：


圖4中C1、C2分別是Q1、Q2的GD結(jié)電容，左邊上下兩個波形分別是Q1、Q2的柵極驅(qū)動波形。我們先從t1-t2死區(qū)時(shí)刻開始分析，從圖中可以看出這段時(shí)間為死區(qū)時(shí)間，也就是說這段時(shí)間內(nèi)兩管都不導(dǎo)通，半橋中點(diǎn)電壓為母線電壓的一半，也就是說C1，C2充電也是母線電壓的一半。當(dāng)驅(qū)動信號運(yùn)行到t2時(shí)刻時(shí)，Q1的柵極變?yōu)楦唠娖?，Q1開始導(dǎo)通，半橋中點(diǎn)的電位急劇上升，C2通過母線電壓充電，充電電流通過驅(qū)動電阻Rg和驅(qū)動電路放電管Q4，這個充電電流會在驅(qū)動電阻Rg和驅(qū)動電路放電管Q4上產(chǎn)生一個毛刺電壓，請看圖中t2時(shí)刻那條紅色的豎線。

如果這個毛刺電壓的幅值超過了Q2的開啟電壓Qth，半橋的上下兩管就共通了。有時(shí)候上下兩管輕微共通并不一定會炸管，但會造成功率管發(fā)熱，在母線上用示波器觀察也會看到很明顯的干擾毛刺。只有共通比較嚴(yán)重的時(shí)候才會炸管。還有一個特性就是母線電壓越高毛刺電壓也越高，也越會引起炸管。大家知道了這個毛刺電壓產(chǎn)生的原理，這個問題就很容易解決了，主要有三種解決辦法：

采用柵極有源鉗位電路。可以在MOS管的柵極直接用一個低阻的MOS管下拉，讓它在死區(qū)時(shí)導(dǎo)通；

采用RC或RCD吸收電路；

柵極加負(fù)壓關(guān)斷，這是效果最好的辦法，它可以通過電平平移使毛刺電壓平移到源極電平以下，但電路比較復(fù)雜；

IR2110應(yīng)用中需要注意的問題

IR2110是IR公司早期推出的半橋驅(qū)動器，具有功耗小、電路簡單、開關(guān)速度快等優(yōu)點(diǎn)，廣泛應(yīng)用于逆變器的全橋驅(qū)動中。對于DIP16封裝的IR2110在正弦波逆變器的應(yīng)用中主要要注意以下幾點(diǎn)：


13腳的邏輯地和2腳的驅(qū)動地在布線時(shí)要分開來走，邏輯地一般要接到5V濾波電容的負(fù)端，再到高壓濾波電容的負(fù)端，驅(qū)動地一般要接到12-15V驅(qū)動電源的濾波電容的負(fù)端，再到兩個低端高壓MOS管中較遠(yuǎn)的那個MOS的源極。如圖5所示。

在正弦波逆變器中因?yàn)檩d波的頻率較高，母線電壓也較高，自舉二極管要使用高頻高壓的二極管。因?yàn)檩d波占空比接近100%，自舉電容的容量要按照基波計(jì)算，一般需要取到47-100uF，最好并一個小的高頻電容。
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正弦波逆變器LC濾波器參數(shù)的計(jì)算

要準(zhǔn)確計(jì)算正弦波逆變器LC濾波器的參數(shù)確實(shí)是件繁瑣的事，這里介紹一套近似的簡便計(jì)算方法，在實(shí)際的檢驗(yàn)中也證明是可行的。SPWM的濾波電感和正激類的開關(guān)電源的輸出濾波電感類似，只是SPWM的脈寬是變化的，濾波后的電壓是正弦波不是直流電壓。如果在半個正弦周期內(nèi)我們按電感紋波電流最大的一點(diǎn)來計(jì)算應(yīng)該是可行的。

下面以輸出1000W220V正弦波逆變器為例進(jìn)行LC濾波器的參數(shù)的計(jì)算，先引入以下幾個物理量：

Udc：輸入逆變H橋的電壓，變化范圍約為320V-420V；

Uo：輸出電壓，0-311V變化，有效值為220V；

D：SPWM載波的占空比，是按正弦規(guī)律不斷變化的；

fsw：SPWM的開關(guān)頻率，以20kHz為例；

Io：輸出電流，電感的峰值電流約為1.4Io；

Ton：開關(guān)管的導(dǎo)通時(shí)間，實(shí)際是按正弦規(guī)律不斷變化的；

L：LC濾波器所需的電感量；

R：逆變器的負(fù)載電阻。

例如，一臺輸出功率1000W的逆變器，假設(shè)最小負(fù)載為滿載的15%則，R=220*220/（1000*15%）=323Ω

從L=R（1-Uo/Udc）/（1.4fsw）可以看出，Uo=Udc的瞬間L=0，不需要電感；Uo越小需要的L越大我們可以折中取當(dāng)Uo=0.5Udc時(shí)的L=323*（1-0.5）/（1.4*20000）=5.8mH這個值是按照輸出15%Io時(shí)電感電流依然連續(xù)計(jì)算的，所以比較大，可以根據(jù)逆變器的最小負(fù)載修正，如最小負(fù)載是半載500W，L只要1.7mH了。確定了濾波電感我們就可以確定濾波電容C了，濾波電容C的確定相對就比較容易，基本就按濾波器的截止頻率為基波的5-10倍計(jì)算就可以了。其計(jì)算公式為：



本篇文章著重對高頻逆變器前級和后級電路進(jìn)行分析，并對其中的參數(shù)計(jì)算和注意事項(xiàng)精細(xì)講解。希望能對想要了解逆變電源的朋友提供最大的幫助，在下一節(jié)文章當(dāng)中，小編將為大家?guī)砟孀冸娫幢Ｗo(hù)電路的講解。

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