【導讀】本篇文章主要介紹了高頻逆變電源當中的后級電路，并對其中產(chǎn)生的一些問題進行了較為詳細的了解。希望大家在閱讀過本篇文章之后能夠?qū)Ω哳l逆變電源中的后級電路有進一步的理解。
區(qū)別于普通逆變器，高頻逆變電源在進行電流轉(zhuǎn)換的同時，會將低壓電轉(zhuǎn)變?yōu)楦哳l的低壓交流電。由于采用了高頻磁芯材料，所以高頻逆變電源能很大程度上提高電路的功率密度。在高頻逆變電源中，后級電路是一種被設(shè)計者們孰知的電路，其功能主要是進行放大和增強。
本篇文章就將介紹高頻逆變器中的后級電路，結(jié)合電路圖進行原理的分析和講解。
圖1
米勒電容對高壓MOS管安全的影響及其解決辦法。
很多人在使用IR2110推動全橋MOS時會變得非常不穩(wěn)定，經(jīng)常莫名奇妙地炸管，往往在低壓試驗時好好的，母線電壓一調(diào)高就炸了，這確實是個令人非常頭疼的問題。這里就先來分析一下MOS管GD結(jié)電容，也叫米勒電容對半橋上下兩管開關(guān)的影響。供分析的電路如下：
圖2
圖2中C1、C2分別是Q1、Q2的GD結(jié)電容，左邊上下兩個波形分別是Q1、Q2的柵極驅(qū)動波形。先從t1-t2死區(qū)時刻開始分析，從圖2中可以看出這段時間為死區(qū)時間，也就是說這段時間內(nèi)兩管都不導通，半橋中點電壓為母線電壓的一半，也就是說C1,C2充電也是母線電壓的一半。當驅(qū)動信號運行到t2時刻時，Q1的柵極變?yōu)楦唠娖剑琎1開始導通，半橋中點的電位急劇上升，C2通過母線電壓充電，充電電流通過驅(qū)動電阻Rg和驅(qū)動電路放電管Q4，這個充電電流會在驅(qū)動電阻Rg和驅(qū)動電路放電管Q4上產(chǎn)生一個毛刺電壓，請看圖中t2時刻那條紅色的豎線。如果這個毛刺電壓的幅值超過了Q2的開啟電壓Qth，半橋的上下兩管就共通了。有時候上下兩管輕微共通并不一定會炸管，但會造成功率管發(fā)熱，在母線上用示波器觀察也會看到很明顯的干擾毛刺。只有共通比較嚴重的時候才會炸管。還有一個特性就是母線電壓越高毛刺電壓也越高，也越會引起炸管。
大家知道了這個毛刺電壓產(chǎn)生的原理，下面就說一說問題的解決，主要有三種解決方法：
1、采用柵極有源鉗位電路?？梢栽贛OS管的柵極直接用一個低阻的MOS管下拉，讓它在死區(qū)時導通；
2、采用RC或RCD吸收電路；
3、柵極加負壓關(guān)斷，這是效果最好的辦法，它可以通過電平平移使毛刺電壓平移到源極電平以下，但電路比較復雜；
[page]
IR2110應(yīng)用中需要注意的問題
IR2110是IR公司早期推出的半橋驅(qū)動器，具有功耗小，電路簡單，開關(guān)速度快等優(yōu)點，廣泛應(yīng)用于逆變器的全橋驅(qū)動中。對于DIP16封裝的IR2110在正弦波逆變器的應(yīng)用中主要應(yīng)注意以下幾點：
圖3
1、13腳的邏輯地和2腳的驅(qū)動地在布線時要分開來走，邏輯地一般要接到5V濾波電容的負端，再到高壓濾波電容的負端，驅(qū)動地一般要接到12-15V驅(qū)動電源的濾波電容的負端，再到兩個低端高壓MOS管中較遠的那個MOS的源極。如圖3所示。
2、在正弦波逆變器中因為載波的頻率較高，母線電壓也較高，自舉二極管要使用高頻高壓的二極管。因為載波占空比接近100%，自舉電容的容量要按照基波計算，一般需要取到47-100uF，最好并一個小的高頻電容。
正弦波逆變器LC濾波器參數(shù)的計算
要準確計算正弦波逆變器LC濾波器的參數(shù)確實是件繁瑣的事，這里介紹一套近似的簡便計算方法，在實際的檢驗中也證明是可行的。SPWM的濾波電感和正激類的開關(guān)電源的輸出濾波電感類似，只是SPWM的脈寬是變化的，濾波后的電壓是正弦波不是直流電壓。如果在半個正弦周期內(nèi)按電感紋波電流最大的一點來計算是可行的。下面以輸出1000W220V正弦波逆變器為例進行LC濾波器的參數(shù)的計算，先引入以下幾個物理量：
Udc：輸入逆變H橋的電壓，變化范圍約為320V-420V；
Uo：輸出電壓，0-311V變化，有效值為220V；
D：SPWM載波的占空比，是按正弦規(guī)律不斷變化的；
fsw：SPWM的開關(guān)頻率，以20kHz為例；
Io：輸出電流，電感的峰值電流約為1.4Io；
Ton：開關(guān)管的導通時間，實際是按正弦規(guī)律不斷變化的；
L：LC濾波器所需的電感量；
R：逆變器的負載電阻；
于是有：
L=（Udc-Uo）Ton/（1.4Io）（1）
D=Uo/Udc（2）
Ton=D/fsw=Uo/（Udc*fsw）（3）
Io=Uo/R（4）
綜合（1）、（3）、（4）有：
L=（Udc-Uo）*Uo/（1.4Io*Udc*fsw）=R（1-Uo/Udc）/（1.4fsw）
例如，一臺輸出功率1000W的逆變器，假設(shè)最小負載為滿載的15%則,R=220*220/（1000*15%）=323Ω
從L=R（1-Uo/Udc）/（1.4fsw）可以看出，Uo=Udc的瞬間L=0，不需要電感。Uo越小需要的L越大我們可以折中取當Uo=0.5Udc時的L=323*（1-0.5）/（1.4*20000）=5.8mH這個值是按照輸出15%Io時電感電流依然連續(xù)計算的，所以比較大，可以根據(jù)逆變器的最小負載修正，如最小負載是半載500W，L只要1.7mH了。
確定了濾波電感我們就可以確定濾波電容C了，濾波電容C的確定相對就比較容易，基本就按濾波器的截止頻率為基波的5-10倍計算就可以了。其計算公式為：
