傳統(tǒng)的開關(guān)電源整流電路普遍采用不可控二極管或相控晶閘管整流方式，直流側(cè)采用大電容濾波，輸入電流諧波含量大，功率因數(shù)低，造成了嚴(yán)重的電網(wǎng)污染和能源浪費。目前，解決諧波問題、提高功率因數(shù)的主要方法：（1）對產(chǎn)生諧波的電力電子裝置的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和控制策略進(jìn)行改進(jìn)，使其產(chǎn)生較少的諧波甚至不產(chǎn)生諧波，使得輸入電流和輸入電壓同相，達(dá)到提高功率因數(shù)的目的，如PWM整流技術(shù)；（2）在整流橋和濾波電容之間加一級用于功率因數(shù)校正的功率變換電路，如有源功率因數(shù)校正（APFC）技術(shù)。近些年來APFC技術(shù)和PWM 技術(shù)在中、小功率乃至大功率開關(guān)電源中得到了普遍應(yīng)用。

高功率因數(shù)開關(guān)電源的設(shè)計方案
 
采用PWM 整流技術(shù)的開關(guān)電源

采用PWM 整流技術(shù)的高功率因數(shù)開關(guān)電源的結(jié)構(gòu)如圖1所示，本文只探討其中的PWM 整流電路部分。

圖1：采用PWM 整流技術(shù)的高功率因數(shù)開關(guān)電源結(jié)構(gòu)

該種高功率因數(shù)開關(guān)電源設(shè)計方案采用PWM整流技術(shù)和DSP技術(shù)，能數(shù)字化地實現(xiàn)整流器網(wǎng)側(cè)單位功率因數(shù)正弦波電流控制，比較適合應(yīng)用于中等功率開關(guān)電源設(shè)計中。

采用APFC技術(shù)的開關(guān)電源

采用APFC技術(shù)的高功率因數(shù)開關(guān)電源，其前級APFC電路采用實際生產(chǎn)中應(yīng)用最廣泛的Boost拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，負(fù)責(zé)使交流輸入電流正弦化并使其與輸入電壓同相位，同時保持輸出電壓穩(wěn)定；后級DC/DC變換電路采用能實現(xiàn)多路輸出的反激式拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，主要負(fù)責(zé)調(diào)整輸出電壓，通過DC/DC變換得到所需要的直流電壓，其結(jié)構(gòu)如圖2所示。

圖2：采用兩級型APFC的高功率因素開關(guān)電源結(jié)構(gòu)

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單相PWM 整流電路的基本原理

本節(jié)采用圖1所示的方案，其前級如圖3所示，即單相全橋電壓型PWM 整流電路，電路采用有4個全控型功率開關(guān)管的H 橋型拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。圖3中網(wǎng)側(cè)電感為升壓電感，起平衡電路電壓、支撐無功功率、儲存能量和濾除諧波電流的作用；Rs為濾波電感的寄生電阻；主電路中功率開關(guān)均反并聯(lián)一個續(xù)流二極管，用來緩沖PWM 過程中的無功電能。

圖3：單相全橋電壓型PWM整流器電路

單相全橋電壓型PWM 整流電路的SPWM 調(diào)制方法分為單極性調(diào)制和雙極性調(diào)制兩種，本文采用單極性調(diào)制。

單相全橋電壓型PWM 整流器選擇響應(yīng)速度較快的三角波電流比較法作為控制策略。因反饋到電壓外環(huán)的輸出電壓含有紋波電壓，而紋波電壓的存在將導(dǎo)致電流內(nèi)環(huán)的給定電流發(fā)生畸變，因此本文采用補(bǔ)償輸出直流電壓中紋波電壓的方法[4]來減少流入電壓控制環(huán)的紋波電壓，從而改善給定電流的波形。按照以上原理設(shè)計的單相全橋電壓型PWM整流器的控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖4所示。

圖4：單相全橋電壓型PWM 整流器的控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

由圖4可知，PWM 整流控制系統(tǒng)中需要檢測的信號有輸入交流電壓us、輸出直流電壓ud以及輸入交流電流is.us是閉環(huán)控制中相位檢測的輸入信號；通過比較ud與給定參考電壓u*d以及直流側(cè)紋波電壓補(bǔ)償u~d來決定電壓外環(huán)PI調(diào)節(jié)器的輸出im,并將其與輸入電壓同步信號sinωt的乘積作為指定電流i*s ;is與i*s的差值決定電流內(nèi)環(huán)PI調(diào)節(jié)器的輸出；最后比較電流內(nèi)環(huán)PI調(diào)節(jié)器的輸出與三角載波，產(chǎn)生PWM 信號來控制開關(guān)管的關(guān)斷。這樣，電流PI調(diào)節(jié)器的輸出決定PWM 信號的占空比，使實際輸入電流逼近指定電流值。

有源功率因數(shù)校正技術(shù)

本節(jié)采用如圖2所示的方案，基于Boost-APFC的功率因數(shù)校正電路如圖5所示。該電路由主電路和控制電路組成。主電路包括橋式整流器、升壓電感、功率開關(guān)管、續(xù)流二極管以及濾波電容等，控制電路包括電壓誤差放大器VA、電流誤差放大器CA、基準(zhǔn)電壓源、乘法器、PWM 比較器以及柵極驅(qū)動器。

圖5：基于Boost-APFC的功率因數(shù)校正電路

工作原理：APFC主電路的輸出電壓經(jīng)電阻分壓后與基準(zhǔn)電壓相比較，誤差值輸入到VA;VA 輸出信號X與輸入電壓檢測信號Y一起輸入乘法器，經(jīng)過平均化處理、放大、比較后，再經(jīng)過PWM 比較器加到柵極驅(qū)動器，產(chǎn)生對開關(guān)管VT的控制信號，從而使電感Ls上的電流（即輸入電流）平均值始終跟蹤模擬乘法器輸出的半正弦信號，即跟蹤了輸入電壓波形，并實現(xiàn)了輸入電流正弦化，使功率因數(shù)接近1,達(dá)到校正功率因數(shù)的目的。

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仿真分析

PWM 整流器電路仿真與分析

采用Matlab7.6對所設(shè)計的單相全橋電壓型PWM 整流器進(jìn)行建模和仿真，在Simulink中搭建仿真模型，主電路仿真參數(shù)：峰值電壓為311V,頻率為50Hz,相位為0°，采樣時間為0s;Ls=2mH,Rs=0.5Ω，直流側(cè)濾波電容Cd=2 500μF,直流側(cè)負(fù)載電阻RL=50Ω；從PowerElectronics中調(diào)用Universal Bridge 模塊，并將其設(shè)置成二橋臂IGBT/Diodes模式，仿真算法設(shè)置為可變步長類算法中的ode45算法。

交流輸入側(cè)電壓與電流的仿真波形如圖6所示，可見交流側(cè)電流、電壓能始終保持同相，且電流能實現(xiàn)正弦化。直流側(cè)輸出電壓波形如圖7所示，可見0.06s后輸出電壓穩(wěn)定在400V左右。

圖6：輸入側(cè)電壓與電流波形

圖7：PWM整流器直流側(cè)輸出電壓波形

在Powergui模塊中對電路進(jìn)行FFT分析，在Available Signals中進(jìn)行相關(guān)設(shè)置后對輸入側(cè)電流進(jìn)行諧波分析，結(jié)果如圖8所示。由圖8可知，總諧波畸變率DTH=0.77%,實現(xiàn)了系統(tǒng)低諧波畸變率的目標(biāo)，電流諧波得到了很好的抑制。

圖8：輸入側(cè)電流諧波分析結(jié)果

PWM 整流器功率因數(shù)波形如圖9所示。由圖9可知，電路功率因數(shù)始終大于0.985,且工作0.03s后功率因數(shù)能達(dá)到1。

圖9：整流器因數(shù)波形

單相APFC電路仿真與分析

單相APFC電路采用Matlab7.6進(jìn)行建模與仿真。圖10為APFC電路輸入電壓和電流波形，可見網(wǎng)側(cè)輸入電流由窄脈沖波形變成正弦電流波形，且與輸入電壓同相位。圖11為APFC電路輸出電壓波形，可見經(jīng)過60ms的軟啟動過程之后，輸出電壓穩(wěn)定在400V左右，滿足設(shè)計要求。圖12為APFC電路輸入電流諧波分析結(jié)果，可見除基波外，其余諧波含量均很小。

圖10：APFC電路輸入電壓和電流波形

圖11：APFC電路輸出電壓波形

圖12：APFC電路輸入電流諧波分析結(jié)果

由圖12可知，輸入電流DHD為0.256 5.功率因數(shù)計算公式為PF=γcosφ，其中r 為基波因子。

由于輸入電流與電壓基本同相位，即相位差φ 為0,則：

采用功率因數(shù)校正技術(shù)和PWM 整流技術(shù)設(shè)計了兩種高功率因數(shù)的開關(guān)電源，采用Matlab7.6建立仿真模型。由仿真結(jié)果可知，采用DSP 芯片TMS320LF2407設(shè)計的前級單相全橋電壓型PWM整流電路功率因數(shù)大于0.985,并在電路穩(wěn)定后達(dá)到1,大于APFC電路的功率因數(shù)0.969;且電壓型PWM 整流電路電流總諧波畸變率為0.77%,遠(yuǎn)小于APFC電路的總電流諧波畸變率25.65%.兩者相比，單相全橋電壓型PWM 整流器能更好地實現(xiàn)輸入側(cè)電流的正弦化和與輸入側(cè)電壓的同相位，能更徹底地解決傳統(tǒng)開關(guān)電源電流諧波大、功率因數(shù)低的問題，更好地實現(xiàn)綠色電能轉(zhuǎn)換的目標(biāo)。但是電壓型PWM 整流器成本較高，在實際應(yīng)用中應(yīng)根據(jù)具體需求選擇適合的類型。