中心議題：

• 反激電源及變壓器設計

解決方案：

• buck-boost電路的工作過程
• 反激flyback電路如何從buck-boost電路演變而來
• 反激flyback電路的工作過程仿真

每天都會有很多工程師在反激設計過程遇到問題，本文圖文并茂的講述了反激式拓撲結構，清楚而透徹，堪稱反激電源及變壓器設計寶典，期望給反激電源及變壓器設計工程師提供指導。

縱觀電源市場，沒有哪一個拓撲能像反激電路那么普及，可見反激電源在電源設計中具有不可替代的地位。說句不算夸張的話，把反激電源設計徹底搞透了，哪怕其他的拓撲一點不懂，在職場上找個月薪10K的工作也不是什么難事。

1、反激電路是由buck-boost拓撲演變而來，先分析一下buck-boost電路的工作過程。
      

      

工作時序說明：

t0時刻，Q1開通，那么D1承受反向電壓截止，電感電流在輸入電壓作用下線性上升。

t1時刻，Q1關斷，由于電感電流不能突變，所以，電感電流通過D1，向C1充電。并在C1兩端電壓作用下，電流下降。

t2時刻，Q1開通，開始一個新的周期。

從上面的波形圖中，我們可以看到，在整個工作周期中，電感L1的電流都沒有到零。所以，這個工作模式是電流連續(xù)的CCM模式，又叫做能量不完全轉移模式。因為電感中的儲能沒有完全釋放。

從工作過程我們也可以知道，這個拓撲能量傳遞的方式是，在MOS管開通時，向電感中儲存能量，MOS管關斷時，電感向輸出電容釋放能量。MOS管不直接向負載傳遞能量。整個能量傳遞過程是先儲存再釋放的過程。整個電路的輸出能力，取決于電感的儲存能力。我們還要注意到，根據(jù)電流流動的方向，可以判斷出，在輸入輸出共地的情況下，輸出的電壓是負電壓。

MOS管開通時，電感L1承受的是輸入電壓，MOS關斷時，電感L1承受的是輸出電壓。那么，在穩(wěn)態(tài)時，電路要保證電感不進入飽和，必定要保證電感承受的正向和反向的伏秒積的平衡。那么：

Vin×(t1-t0)=Vout×(t2-t1)，假如整個工作周期為T，占空比為D，那么就是：Vin×D=Vout×(1-D)[page]
那么輸出電壓和占空比的關系就是：Vout=Vin×D/(1-D)

同時，我們注意看MOS管和二極管D1的電壓應力，都是Vin+Vout

另外，因為是CCM模式，所以從電流波形上可以看出來，二極管存在反向恢復問題。MOS開通時有電流尖峰。

上面的工作模式是電流連續(xù)的CCM模式。在原圖的基礎上，把電感量降低為80uH，其他參數(shù)不變，仿真看穩(wěn)態(tài)的波形如下：
                             

t0時刻，Q1開通，那么D1承受反向電壓截止，電感電流在輸入電壓作用下從0開始線性上升。

t1時刻，Q1關斷，由于電感電流不能突變，所以，電感電流通過D1，向C1充電。并在C1兩端電壓作用下，電流下降。

t2時刻，電感電流和二極管電流降到零。D1截止，MOS的結電容和電感開始發(fā)生諧振。所以可以看見MOS的Vds電壓出現(xiàn)周期性的振蕩。

t3時刻，Q1再次開通，進入一個新的周期。

在這個工作模式中，因為電感電流會到零，所以是電流不連續(xù)的DCM模式。有叫做能量完全轉移模式，因為電感中儲存的能量完全轉移到了輸出端。而二極管因為也工作在DCM狀態(tài)，所以沒有反向恢復的問題。 但是我們應該注意到，DCM模式的二極管、電感和MOS漏極的峰值電流是大于上面的CCM模式的。

需要注意的是在DCM下的伏秒積的平衡是：

Vin×(t1-t0)=Vout(t2-t1)

只是個波形的正反問題。就好象示波器的探頭和夾子如果反過來，那么波形就倒過來。

你注意看圖的右邊，看波形具體的定義是什么。有的波形是兩個點相減出來的。

看波形圖也要配合這原理圖來看的。

當MOS開通的時候，二極管D1承受著反壓，是一個負的電壓。MOS關斷的時候，二極管導通，正向壓降很低二極管的反向恢復，和其工作時PN結的載流子的運動有關系。DCM時，因為二極管已經沒有電流流過了，內部載流子已經完成了復合過程。所以不存在反向回復問題。會有一點點反向電流，不過那是結電容造成的。

在CCM和DCM模式有個過渡的狀態(tài)，叫CRM，就是臨界模式。這個模式就是電感電流剛好降到零的時候，MOS開通。這個方式就是DCM向CCM過渡的臨界模式。CCM在輕載的時候，會進入DCM模式的。CRM模式可以避免二極管的反向恢復問題。同時也能避免深度DCM時，電流峰值很大的缺點。要保持電路一直工作在CRM模式，需要用變頻的控制方式。

我還注意到，在DCM模式，電感電流降到零以后，電感會和MOS的結電容諧振，給MOS結電容放電。那么，是不是可以有種工作方式是當MOS結電容放電到最低點的時候，MOS開通進入下一個周期，這樣就可以降低MOS開通的損耗了。答案是肯定的。這種方式就叫做準諧振，QR方式。也是需要變頻控制的。不管是PWM模式，CRM模式，QR模式，現(xiàn)在都有豐富的控制IC可以提供用來設計。

2、那么我們常說，反激flyback電路是從buck-boost電路演變而來，究竟是如何從buck-boost拓撲演變出反激flyback拓撲的呢？

請看下面的圖：
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這是基本的buck-boost拓撲結構。下面我們把MOS管和二極管的位置改變一下，都挪到下面來。變成如下的電路結構。這個電路和上面的電路是完全等效的。
                         

接下來，我們把這個電路，從A、B兩點斷開，然后在斷開的地方接入一個變壓器，得到下圖：
                        

 為什么變壓器要接在這個地方？因為buck-boost電路中，電感上承受的雙向伏秒積是相等的，不會導致變壓器累積偏磁。我們注意到，變壓器的初級和基本拓撲中的電感是并聯(lián)關系，那么可以將變壓器的勵磁電感和這個電感合二為一。另外，把變壓器次級輸出調整一下，以適應閱讀習慣。得到下圖：
                  

這就是最典型的隔離flyback電路了。由于變壓器的工作過程是先儲存能量后釋放，而不是僅僅擔負傳遞能量的角色。故而這個變壓器的本質是個耦合電感。采用這個耦合電感來傳遞能量，不僅可以實現(xiàn)輸入與輸出的隔離，同時也實現(xiàn)了電壓的變換，而不是僅僅靠占空比來調節(jié)電壓。[page]

由于此耦合電感并非理想器件，所以存在漏感，而實際線路中也會存在雜散電感。當MOS關斷時，漏感和雜散電感中的能量會在MOS的漏極產生很高的電壓尖峰，從而會導致器件的損壞。故而，我們必須對漏感能量進行處理，最常見的就是增加一個RCD吸收電路。用C來暫存漏感能量，用R來耗散之。
                      

下面先讓我們仿真一下反激flyback電路的工作過程。

在使用耦合電感仿真的時候，我們需要知道saber中，耦合電感怎么用。簡單的辦法，就是選擇一個理想的線性變壓器，然后設置其電感量來仿真。還有一個辦法，就是利用耦合電感K這個模型來仿真。下圖是我們用來仿真的電路圖，為了讓大家能看到元件參數(shù)的設置，我把所有元件的關鍵參數(shù)都顯示出來了。還有，因為仿真的需要，我把輸入和輸出共地，實際電路當然是隔離的。
                    

細心的朋友可能會注意到，變壓器的初級電感量是202uH，參與耦合的卻只有200uH，那么有2uH是漏感。次級是50uH，沒有漏感。變壓器的電感比是200：50，那么意味著變壓器的匝比NP/NS=2：1設定瞬態(tài)掃描，時間10ms，步長10ns，看看穩(wěn)態(tài)時的波形吧：
                      

下面先簡單敘述其工作原理：

t0時刻，MOS開通。變壓器初級電流在輸入電壓的作用下，線性上升，上升速率為Vin/l1。變壓器初級電壓感應到次級，整流二極管反向截止。二極管承受反壓為Vin/(NP/NS)+Vout。

t1時刻，MOS關斷。 變壓器初級電流被強制關斷。我們知道電感電流是不能突變的，而現(xiàn)在MOS要強制關斷初級電流，那么初級電感就會在MOS關斷過程中，在初級側產生一個感應電動勢。根據(jù)電磁感應定律，我們知道，這個感應電動勢在原理圖中是下正上負的。這個感應電動勢通過變壓器的繞組耦合到次級，由于次級的同名端和初級是反的。所以次級的感應電動勢是上正下負。當次級的感應電動勢達到輸出電壓時，次級整流二極管導通。初級電感在MOS開通時儲存的能量，通過磁芯耦合到次級電感，然后通過次級線圈釋放到次級輸出電容中。在向輸出電容中轉移能量的過程中，由于次級輸出電容容量很大，電壓基本不變，所以次級電壓被箝位在輸出電壓Vout，那么因為磁芯繞組電壓是按匝數(shù)的比例關系，所以此時初級側的電壓也被箝位在Vout/(NS/NP)，這里為了簡化分析，我們忽略了二極管的正向導通壓降。[page]
現(xiàn)在我們引入一個非常重要的概念，反射電壓Vf。反射電壓Vf就是次級繞組在向次級整流后的輸出電容轉移能量時，把次級輸出電壓按照初次級繞組的匝數(shù)比關系反射到初級側繞組的電壓，數(shù)值為:Vf=(Vout+Vd)/(NS/NP)，式中，Vd是二極管的正向導通壓降。在本例中，Vout約為20V，Vd約為1V，NP/NS=2，那么反射電壓約為42V。從波形圖上可以證實這一點。那么我們從原理圖上可以知道，此時MOS的承受的電壓為Vin+Vf。

也有朋友注意到了，在MOS關斷的時候，Vds的波形顯示，MOS上的電壓遠超過Vin+Vf！這是怎么回事呢？這是因為，我們的這個例子中，變壓器的初級有漏感。漏感的能量是不會通過磁芯耦合到次級的。那么MOS關斷過程中，漏感電流也是不能突變的。漏感的電流變化也會產生感應電動勢，這個感應電動勢因為無法被次級耦合而箝位，電壓會沖的很高。那么為了避免MOS被電壓擊穿而損壞，所以我們在初級側加了一個RCD吸收緩沖電路，把漏感能量先儲存在電容里，然后通過R消耗掉。當然，這個R不僅消耗漏感能量。因為在MOS關斷時，所有繞組都共享磁芯中儲存的能量。其實，留意看看，初級配上RCD吸收電路，和次級整流濾波后帶一個電阻負載，電路結構完全是相同的。故而初級側這時候也像一個輸出繞組似的，只不過輸出的電壓是Vf，那么Vf也會在RCD吸收回路的R上產生功率。因此，初級側的RCD吸收回路的R不要取值太小，以避免Vf在其上消耗過多的能量而降低效率。t3時刻，MOS再次開通，開始下一個周期。那么現(xiàn)在有一個問題。在一個工組周期中，我們看到，初級電感電流隨著MOS的關斷是被強制關斷的。在MOS關斷期間，初級電感電流為0，電流是不連續(xù)的。那么，是不是我們的這個電路是工作在 DCM狀態(tài)的呢？

在flyback電路中，CCM和DCM的判斷，不是按照初級電流是否連續(xù)來判斷的。而是根據(jù)初、次級的電流合成來判斷的。只要初、次級電流不同是為零，就是CCM模式。而如果存在初、次級電流同時為零的狀態(tài)，就是DCM模式。介于二者之間的就是CRM過渡模式。

所以根據(jù)這個我們從波形圖中可以看到，當MOS開通時，次級電流還沒有降到零。而MOS開通時，初級電流并不是從零開始上升，故而，這個例子中的電路是工作在CCM模式的。我們說過，CCM模式是能量不完全轉移的。也就是說，儲存在磁芯中的能量是沒有完全釋放的。但進入穩(wěn)態(tài)后，每周期MOS開通時新增儲存能量是完全釋放到次級的。否則磁芯會飽和的。

在上面的電路中，如果我們增大輸出負載的阻值，降低輸出電流，可以是電路工作模式進入到DCM狀態(tài)。為了使輸出電壓保持不變，MOS的驅動占空比要降低一點。其他參數(shù)保持不變。
                      

同樣，設定瞬態(tài)掃描，時間10ms，步長10ns，看看穩(wěn)態(tài)時的波形吧：
                      
t0時刻，MOS開通，初級電流線性上升。

t1時刻，MOS關斷，初級感應電動勢耦合到次級向輸出電容轉移能量。漏感在MOS上產生電壓尖峰。輸出電壓通過繞組耦合，按照匝比關系反射到初級。這些和CCM模式時是一樣的。這一狀態(tài)維持到t2時刻結束。

t2時刻，次級二極管電流，也就是次級電感電流降到了零。這意味著磁芯中的能量已經完全釋放了。那么因為二管電流降到了零，二極管也就自動截止了，次級相當于開路狀態(tài)，輸出電壓不再反射回初級了。由于此時MOS的Vds電壓高于輸入電壓，所以在電壓差的作用下，MOS的結電容和初級電感發(fā)生諧振。諧振電流給MOS 的結電容放電。Vds電壓開始下降，經過1/4之一個諧振周期后又開始上升。由于RCD箝位電路的存在，這個振蕩是個阻尼振蕩，幅度越來越小。

t2到t3時刻，變壓器是不向輸出電容輸送能量的。輸出完全靠輸出的儲能電容來維持。
t3時刻，MOS再次開通，由于這之前磁芯能量已經完全釋放，電感電流為零。所以初級的電流是從零開始上升的。

從CCM模式和DCM模式的波形中我們可以看到二者波形的區(qū)別：

1，變壓器初級電流，CCM模式是梯形波，而DCM模式是三角波。

2，次級整流管電流波形，CCM模式是梯形波，DCM模式是三角波。

3，MOS的Vds波形，CCM模式，在下一個周期開通前，Vds一直維持在Vin+Vf的平臺上。而DCM模式，在下一個周期開通前，Vds會從 Vin+Vf這個平臺降下來發(fā)生阻尼振蕩。

所以，只要有示波器，我們就可以很容易從波形上看出來反激電源是工作在 CCM還是DCM狀態(tài)。

另外，從DCM的工作波形上，我們也可以得到一些有意義的提示。

例如，假如我們控制使次級繞組電流降到零的瞬間，開通MOS進入下一個周期。這樣可以有效利用占空比，降低初級電流峰值和RMS值。

這種工作方式就是叫做CRM方式?？梢杂米冾l帶電流過零檢測的IC來控制。例如L6561MC34262等。

還有一種方式，就是次級電流過零后，MOS結電容和初級電感諧振放電，我們假如讓MOS在Vds降到最低點的時候開通，那么可以有效降低容性開通造成的能量損失。這種就是前面提到過的QR準諧振模式。這樣的控制IC現(xiàn)在也有很多。