中心議題：

• 無線網(wǎng)卡輸入電源的設計

解決方案：

• 超級電容與降壓變換器不同方式下配合使用
• 采用輸出電流為2A的降壓變換器
• 采用輸出電流低于1A的降壓變換器

利用插接在便攜式筆記本電腦上的無線網(wǎng)卡連接互聯(lián)網(wǎng)的應用越來越廣泛。通常，無線數(shù)據(jù)網(wǎng)卡使用雙模的無線射頻模塊，如EDGE/WCDMA，GPRS/WCDMA，CDMA/WCDM等。這些網(wǎng)卡基于USB/PCMCIA/PCIE接口與筆記本電腦之間進行高速雙向的數(shù)據(jù)傳輸，同時筆記本電腦也要通過這些接口向無線數(shù)據(jù)網(wǎng)卡提供電源。CDMA/WCDMA在射頻模塊發(fā)射工作時不會有很大的脈動負載，GSM、GPRS和EDGE平均工作電流很小，但在射頻模塊發(fā)射時，瞬態(tài)電流達到2A。但這些接口的電源管理輸出通常有最大電流限制，這對無線網(wǎng)卡輸入電源的設計提出了特定要求。

雙模射頻模塊和接口電源的特點

射頻模塊工作于CDMA/WCDMA時，發(fā)射的峰均比值即峰值功率與平均功率的比值小，負載脈動小。射頻模塊工作于GSM、GPRS等模式時，發(fā)射的峰均比值大，瞬態(tài)峰值電流值很大，因此負載脈動大。

GSM和GPRS的class 2和class 8的發(fā)射突發(fā)時間為577μS；GPRS和class 10的發(fā)射突發(fā)時間為1.15ms；GPRS的class 12的發(fā)射突發(fā)時間為2.3ms。GPRS的class 10和class 12通常要求電源在發(fā)射突發(fā)期間能提供2A峰值電流，平均電流大約為0.6A，在兩個峰值間抽取電流為0.1A。GPRS的class 10發(fā)射要求的脈沖寬度1.154ms，脈沖峰值電流最大值2A，占空比為25%，并在此期間能進行全功率發(fā)射。GPRS的class 12發(fā)射要求的脈沖寬度2.308ms，脈沖峰值電流最大值2A，占空比為55%，在此期間也要能進行全功率發(fā)射。很明顯，對于GPRS的class 10和class 12，峰值電流脈沖時間很長，因此設計要求也更嚴格。

USB的接口電源電壓額定值為5V，而PCMCIA和PCIE的接口電源電壓額定值為3.3V，射頻模塊的電源電壓一般設定在3.75V。當用USB的接口時需要降壓變換器從5V得到3.75V，當用PCMCIA和PCIE的接口時需要升壓變換器從3.3V得到3.75V。本文將討論基于USB接口無線網(wǎng)卡供電電源的設計，基于PCMCIA和PCIE接口無線網(wǎng)卡供電電源的設計的基本原則與其類似。

USB接口輸出的電壓為5V，允許的范圍4.75V到5.25V，最大允許輸出電流為500mA。射頻模塊在發(fā)射突發(fā)期間需要2A的峰值電流，遠遠大于USB接口規(guī)定所允許的500mA的輸出電流。負載的所需要的穩(wěn)態(tài)電流主要用于基帶芯片和其它的一些數(shù)字邏輯芯片，若穩(wěn)態(tài)電流為Ibase，峰值電流為Ipeak，峰值電流占空比為D，則電源所要求的平均輸出電流Iave為：

Iave＝Ibase+D×Ipeak

對于GPRS的class 10，當Ibase=0.05A，Ipeak=2A，D=25%時，電源所要平均輸出電流為0.55A。

電源方案設計

無線網(wǎng)卡的電源通常要用到超級電容，即電容值為幾個或幾十個mF的鉭電容。超級電容儲存很多能量，能負載傳輸很高的功率，并平滑電壓紋波。超級電容與降壓變換器有不同的配合使用方式，這就決定了其電源設計的結構不同。

1.采用輸出電流為2A的降壓變換器

如果直接用降壓變換器全額輸出為射頻模塊供電，則要設計一個輸出電流為2A的降壓變換器(圖1a)。

圖1：(a)采用輸出電流為2A的降壓變換器的設計方案；                      (b)具有動態(tài)輸入電流限制的設計方案。

輸出電流為2A的與降壓變換器可以在射頻模塊工作于發(fā)射突發(fā)期間提供足夠的電流，因此輸出電容COUT可以不用超級電容。但是，當輸出電流為2A時，輸入電壓具有很大的紋波，輸入電壓的最低電壓必須大于降壓變換器的最小工作電壓Vcc(Min)，降壓變換器才能正常工作。為減小輸入電壓的下降，輸入端要采用超級電容，CIN值可用下式計算：
 

USB接口的電源線電容不能大于10uF，否則在上電的過程中電容充電相當于瞬態(tài)短路。電容越大，短路時間越長，大輸入浪涌電流持續(xù)的時間就越長，這樣將導致USB口關斷，引起系統(tǒng)的關機或藍屏死機。因此，必須在USB輸出和降壓變換器間之間采用限流器，即負載開關(如AOZ1300)。負載開關的輸入(即USB輸出的電容CUSB)可以采用4.7~10uF電容，負載開關的輸出(即降壓變換器輸入)采用超級電容。負載開關提供USB輸出電流的限流保護，超級電容用于保證降壓變換器最小工作電壓。

這種方法由于使用2A的降壓變換器，而系統(tǒng)平均電流只有0.55A，所以降壓變換器處于嚴重的浪費狀態(tài)，而且需要的功率電感和MOSFET的體積大、成本高。另外，在降壓變換器輸入端需要用較高額定電壓超級電容。因此，在體積受到限制的手持系統(tǒng)中，通常不采用這種方案。

2.采用輸出電流低于1A的降壓變換器

當采用輸出電流為0.6A的降壓變換器時，由于輸出穩(wěn)態(tài)電流小，所以超級電容需要放在輸出端。當射頻模塊工作于發(fā)射突發(fā)期間時，降壓變換器進入過流保護，停止工作。超級電容放電維持射頻模塊發(fā)射所需要的全部能量。電路框圖同圖1a。超級電容值用下式計算：
 

其中，VOUT(Min)為額定輸出電壓的最小值，VRF(Min)為射頻模塊要求的最小工作電壓。請注意，連接在降壓變換器輸出端的超級電容可以采用較低額定電壓，但要求的容值大于每一種方案。
同樣，降壓變換器輸入電壓的最低電壓必須大于其最小工作電壓Vcc(Min)，因此CIN值可用下式計算：

由于穩(wěn)態(tài)的輸出功率低，CIN為22~100uF就足以滿足要求。USB的輸出電CUSB可用4.7~10uF電容。此外，對于降壓變換器，由于輸出電容大，起動過程中存在持續(xù)時間長的大浪涌電流，因此必須用較長的軟起動時間以減小浪涌電流，同時采用更低的折返頻率功能，防止占空比和電感磁通失控，從而電感飽和損壞芯片。

對于這種架構，有時負載開關會連接到降壓變換器輸出（圖2），然后射頻模塊連接到負載開關，這樣降壓變換器就只能用較小的輸入電容。這將導致輸入電壓紋波大，尤其是其輸出瞬態(tài)過載時，輸入電壓的最低點可能低于其最小工作電壓Vcc(Min)，系統(tǒng)將關斷而復位重新起動，因此也不建議采用這種方式。

負載開關連接在降壓變換器的輸出端。

3.動態(tài)輸入電流的限制

負載開關(如AOZ1300)主要用于提供輸入限流保護，通常當通過負載開關的電流大于其設定的限流值時，負載開關或者關斷輸出，或者采用恒流輸出。采用恒流輸出可以降低輸入的電壓紋波，但其工作于線性狀態(tài)，功率損耗大，系統(tǒng)的效率低。
如果在降壓變換器中采用恒壓和恒流切換控制，正常工作時采用恒壓模式，瞬態(tài)大電流時采用恒流模式，以實現(xiàn)動態(tài)輸入電流限制，這樣恒流及限流也是工作于開關狀態(tài)，因此功率損耗小、系統(tǒng)的效率高。恒流及限流值ICL為：

圖1b所示電路需要用二個運放，A1用于檢測輸入電流，A2用于隔離電壓和電壓反饋信號，以保證電壓和電壓反饋信號中只有其中的一個信號參與系統(tǒng)的反饋工作。二極管D防止運放A2的輸出管腳出現(xiàn)灌入電流。請注意，在輸出瞬態(tài)過載時，降壓變換器工作于恒流及限流模式，但仍輸出電流。在輸出瞬態(tài)過載期間，降壓變換器仍可以提供一定比例的輸出電流給射頻模塊，因此所需的輸出超級電容值可以減小。若限流值為0.5A，則輸出超級電容值可以減小25%。