中心議題：
- 低壓大電流開關(guān)電源電路的設(shè)計(jì)
解決方案：
- 采用磁復(fù)位電路有源鉗位技術(shù)控制磁飽和
- 使用功率MOSFET整流
- 在柵極上接穩(wěn)壓管避免擊穿
開關(guān)電源是利用現(xiàn)代電力電子技術(shù)，控制開關(guān)晶體管開通和關(guān)斷的時(shí)間比率，維持穩(wěn)定輸出電壓的一種電源。從上世紀(jì)90年代以來(lái)開關(guān)電源相繼進(jìn)入各種電子、電器設(shè)備領(lǐng)域，計(jì)算機(jī)、程控交換機(jī)、通訊、電子檢測(cè)設(shè)備電源、控制設(shè)備電源等都已廣泛地使用了開關(guān)電源。
隨著電源技術(shù)的發(fā)展，低電壓，大電流的開關(guān)電源因其技術(shù)含量高，應(yīng)用廣，越來(lái)越受到人們重視。在開關(guān)電源中，正激和反激式有著電路拓?fù)浜?jiǎn)單，輸入輸出電氣隔離等優(yōu)點(diǎn)，廣泛應(yīng)用于中小功率電源變換場(chǎng)合。跟反激式相比，正激式變換器變壓器銅損較低，同時(shí)，正激式電路副邊紋波電壓電流衰減比反激式明顯，因此，一般認(rèn)為正激式變換器適用在低壓，大電流，功率較大的場(chǎng)合。
有源鉗位技術(shù)
正激DC／DC變換器其固有缺點(diǎn)是功率晶體管截止期間高頻變壓器必須磁復(fù)位。以防變壓器鐵心飽和，因此必須采用專門的磁復(fù)位電路。通常采用的復(fù)位方式有三種，即傳統(tǒng)的附加繞組法、RCD鉗位法、有源鉗位法。
三種方法各有優(yōu)缺點(diǎn)：磁復(fù)位繞組法正激變換器的優(yōu)點(diǎn)是技術(shù)成熟可靠，磁化能量可無(wú)損地回饋到直流電路中去，可是附加的磁復(fù)位繞組使變壓器結(jié)構(gòu)復(fù)雜化,變壓器漏感引起的關(guān)斷電壓尖峰需要RC緩沖電路來(lái)抑制，占空比D<0.5，功率開關(guān)管承受的電壓應(yīng)力與輸入電源電壓成正比。
RCD鉗位正激變換器的優(yōu)點(diǎn)是磁復(fù)位電路簡(jiǎn)單，占空比D可以大于0.5，功率開關(guān)管承受電壓應(yīng)力較低,但大部分磁化能量消耗在鉗位電阻中，因此它一般適用于變換效率不高且價(jià)廉的電源變換場(chǎng)合。
有源鉗位技術(shù)是三種技術(shù)中效率最高的技術(shù)，它的電路圖如圖1所示，工作原理如圖2所示。在DT時(shí)段之前，開關(guān)管S1導(dǎo)通，激磁電流iM為負(fù)，即從Cr通過(guò)S1流向Tr，在DT階段，開關(guān)管S的驅(qū)動(dòng)脈沖ugs使其導(dǎo)通，同時(shí)ugs1=0，使S1關(guān)斷，在Vin的作用下，激磁電流由負(fù)變正，原邊功率通過(guò)變壓器傳到副邊，給輸出端電感L充電；在（1－D）T時(shí)段，ugs=0，S關(guān)斷，ugs1到來(lái)使S1導(dǎo)通，iM通過(guò)S1的反并二極管向Cr充電，在Cr和Tr漏感構(gòu)成的諧振電路的作用下，iM由正變負(fù)，變壓器反向激磁。
從以上分析中可以看出：有源鉗位正激變換器變壓器鐵心工作在雙向?qū)ΨQ磁化狀態(tài)，提高了鐵心利用率，鉗位電容的穩(wěn)態(tài)電壓隨開關(guān)占空比而自動(dòng)調(diào)節(jié)，因而占空比可大于50％；Vo一定時(shí)，主開關(guān)、輔助開關(guān)應(yīng)力隨Vin的變化不大；所以，在占空比和開關(guān)應(yīng)力允許的范圍內(nèi)，能夠適應(yīng)較大輸入電壓變化范圍的情況。不足之處是增加了一個(gè)管子，使得電路變得復(fù)雜。
圖1有源鉗位同步整流正激式電路圖[page]
圖2有源鉗位電路工作原理圖
同步整流技術(shù)
在低電壓大電流功率變換器中，若采用傳統(tǒng)的普通二極管或肖特基二極管整流由于其正向?qū)▔航荡螅ǖ蛪汗瓒O管正向壓降約0.7V，肖持基二極管正向壓降約0.45V，新型低電壓肖特基二極管可達(dá)0.32V)，整流損耗成為變換器的主要損耗，無(wú)法滿足低電壓大電流開關(guān)電源高效率,小體積的需要。
MOSFET導(dǎo)通時(shí)的伏安特性為一線性電阻，稱為通態(tài)電阻RDS，低壓MOSFET新器件的通態(tài)電阻很小，如：IRL3102(20V，61A)、IRL2203S(30V,116A)、IRL3803S(30V,100A)通態(tài)電阻分別為0.013Ω、0.007Ω和0.006Ω，它們?cè)谕ㄟ^(guò)20A電流時(shí)，通態(tài)壓降不到0.3V。
另外，功率MOSFET開關(guān)時(shí)間短,輸入阻抗高，這些特點(diǎn)使得MOSFET成為低電壓大電流功率變換器首選的整流器件。功率MOSFET是一種電壓型控制器件，它作為整流元件時(shí)，要求控制電壓與待整流電壓的相位保持同步才能完成整流功能，故稱為同步整流電路。圖1為典型的降壓型“同步”開關(guān)變換器電路(當(dāng)電路中無(wú)SR時(shí)，為“普通”的降壓型開關(guān)變換器電路)。
電路的設(shè)計(jì)
所設(shè)計(jì)的電源參數(shù)如下：輸入電壓為50(1±10％)V,輸出電壓為3.3V,電流為20A,工作頻率為100kHz。
采用的主電路拓?fù)淙鐖D1所示。由于有源鉗位采用的是FLYBACK型鉗位電路，它的鉗位電容電壓為：
Vc=Vin
所選用的控制IC芯片為UC3844，它的最大占空比為50％，所以電容上的電壓最大為Vin，電容耐壓為60V以上，只要選取足夠大即可保證電路能正常工作，本電路所選取的鉗位電容為47μF/100V。
有源鉗位管S1的驅(qū)動(dòng)必須跟變壓器原邊的地隔離開，而且S1的驅(qū)動(dòng)信號(hào)必須跟開關(guān)管S驅(qū)動(dòng)信號(hào)反相，使用UCC3580可以實(shí)現(xiàn)兩個(gè)管子的驅(qū)動(dòng)，可是這個(gè)芯片并不常見，因而這里選用UC3844跟IR2110組合。UC3844出來(lái)的控制信號(hào)用來(lái)作為IR2110的低端輸入，其反相信號(hào)作為IR2110的高端輸入，IR2110的高端驅(qū)動(dòng)通過(guò)內(nèi)部自舉電路來(lái)實(shí)現(xiàn)隔離。這樣，我們就達(dá)到了驅(qū)動(dòng)兩個(gè)開關(guān)管的目的。
在輸出整流電路中，當(dāng)續(xù)流二極管（即SR的反并二極管）受正向電壓導(dǎo)通時(shí)，應(yīng)及時(shí)驅(qū)動(dòng)SR導(dǎo)通，以減小壓降和損耗。但為了避免SR與SR1同時(shí)導(dǎo)通，造成短路事故，必須有“死區(qū)”時(shí)間，這時(shí)仍靠二極管D導(dǎo)通。SR的開關(guān)瞬時(shí)要與續(xù)流二極管的通斷瞬時(shí)密切配合，因此對(duì)開關(guān)速度要求很高。另外，從成本綜合考慮，選用IRL3102。
變壓器的設(shè)計(jì)跟一般正激式變換器變壓器設(shè)計(jì)差不多，只是要考慮同步整流管的驅(qū)動(dòng)。所選用的同步整流管的驅(qū)動(dòng)開通電壓為4V左右，電路輸出電壓為3.3V，輸出端相當(dāng)于一個(gè)降壓型電路，占空比最大為0.5，所以變壓器副邊電壓至少為6.6V。因?yàn)镸OSFET的柵－源間的硅氧化層耐壓有限，一旦被擊穿則永久損壞，所以實(shí)際上柵－源電壓最大值在20～30V之間，如電壓超過(guò)20V，應(yīng)該在柵極上接穩(wěn)壓管。[page]
實(shí)驗(yàn)結(jié)果和波形分析
開關(guān)管S1和S的Uds波形如圖3所示，RefA為S管壓降波形，50V/div，RefB為S1管壓降波形，50V/div。電路此時(shí)工作在Vin=60V左右，S1和S的開關(guān)應(yīng)力大概為120V，D=0.5左右。圖4為變壓器輸出電壓，也就是同步整流管SR1和SR的驅(qū)動(dòng)信號(hào)，正的部分為SR的驅(qū)動(dòng)信號(hào)，負(fù)的部分為SR1的驅(qū)動(dòng)信號(hào)。實(shí)驗(yàn)所得波形和分析的波形基本吻合，只是在開關(guān)轉(zhuǎn)換瞬間，電壓有小尖峰，這是由電路的雜散參數(shù)引起的。該電路的工作效率經(jīng)過(guò)測(cè)量大約在90％左右，基本達(dá)到設(shè)計(jì)的要求。
圖3開關(guān)管S和S1的uds波形
圖4同步整流管的驅(qū)動(dòng)波形
3.3V/20A的開關(guān)電源的設(shè)計(jì)表明，有源逆變加同步整流電路用在低壓大電流的正激式電路設(shè)計(jì)中，不加PFC電路時(shí)，能夠取得很高的效率。
