觸發(fā)延遲角（控制角）——從晶閘管開始承受正向陽極電壓起到施加觸發(fā)脈沖止所對應(yīng)的電角度，用：

 

表示，稱觸發(fā)角或控制角。

 

 

按組成的器件可分為不可控、半控、全控三種；

 

按電路結(jié)構(gòu)可分為橋式電路和零式電路；

 

按交流輸入相數(shù)分為單相電路和多相電路；

 

按變壓器二次側(cè)電流的方向是單向或雙向，又分為單拍電路和雙拍電路。

 

下面主要以單相橋式全控整流電路（Single Phase Bridge Controlled RecTIfier）為例進(jìn)行分析。

 

 

單相全控橋式帶電阻負(fù)載時(shí)的波形單相全控橋式帶電阻負(fù)載時(shí)的波形

 

 

令其為0，則有

 

 

，即單相全控橋式整流電路帶電阻負(fù)載時(shí)的控制角移相范圍為180°。

 

 

單相全控橋式帶感性負(fù)載時(shí)的波形 單相全控橋式帶感性負(fù)載時(shí)的波形

 

 

令其為0，則有

 

 

，即單相全控橋式整流電路帶感性負(fù)載時(shí)的控制角移相范圍為90°。其他的，像三相橋式全控整流電路帶不同負(fù)載的情況同理。如，三相橋式全控整流電路帶電阻負(fù)載時(shí)，則有其控制角的移相范圍是120°。

 

LED全波整流電路的設(shè)計(jì)：

 

該電路的優(yōu)點(diǎn)是：電路簡單、成本低。缺點(diǎn)是：體積大、電壓驅(qū)動模式，LED亮度會隨著供應(yīng)電壓的變化而有所改變；無法提供恒流輸出；突波電流較大。這種LED驅(qū)動電源的電路結(jié)構(gòu)非常簡單，只需要一個(gè)低頻變壓器、整流器、濾波電容，以及一個(gè)用于調(diào)整亮度的可變電阻。串聯(lián)LED的數(shù)目主要由變壓器的匝數(shù)比所決定。一旦選用變壓器的匝數(shù)比固定之后，若要得到一樣的亮度9就很不容易再改變LED的數(shù)目。

 

 

 

采用相位控制方式以實(shí)現(xiàn)負(fù)載端直流電能控制的可控整流電路?？煽厥且?yàn)檎髟褂镁哂锌刂乒δ艿木чl管。在這種電路中，只要適當(dāng)控制晶閘管觸發(fā)導(dǎo)通瞬間的相位角，就能夠控制直流負(fù)載電壓的平均值。故稱為相控。

 

分類，相控整流電路分為單相、三相、多相整流電路3種。

 

 

單相整流電路 　

 

圖1a為單相半波可控整流電路。圖中ug為晶閘管的觸發(fā)脈沖，其工作過程如下：當(dāng)u2負(fù)半周時(shí)，晶閘管不導(dǎo)通。在u2正半周時(shí)，不加觸發(fā)脈沖之前，晶閘管也不導(dǎo)通，只有加觸發(fā)脈沖之后，晶閘管才導(dǎo)通，這時(shí)負(fù)載Rd上流過電流。在電流為零時(shí)刻，晶閘管自動關(guān)斷，為下一次觸發(fā)導(dǎo)通作好準(zhǔn)備，如此循環(huán)往復(fù)，負(fù)載上得到脈動的直流電壓ud。晶閘管從開始承受正向電壓起到開始導(dǎo)通這一角度稱為控制角，以α表示。這樣，只要改變控制角α的大小，即改變觸發(fā)脈沖出現(xiàn)的時(shí)刻，就改變了直流輸出電壓的平均值。觸發(fā)脈沖總是在電源周期的同一特定時(shí)刻加到晶閘管的控制極上，所以，觸發(fā)脈沖和電源電壓在頻率和相位上要配合好，這種協(xié)調(diào)配合的關(guān)系稱為同步。圖1b為單相橋式可控整流電路。它與單相半波可控整流電路相比，其變壓器利用系數(shù)較高，直流側(cè)脈動的基波頻率為交流基波的二倍，故為小功率場合常用的整流電路之一。 這里，脈波數(shù)P的概念很重要。所謂脈波數(shù)就是在交流電源的一個(gè)周期之內(nèi)直流側(cè)輸出波形的重復(fù)次數(shù)。通常脈波數(shù)越多，直流側(cè)輸出越平滑，交流側(cè)電流越接近正弦波。為了增加脈波數(shù)，可以增加交流側(cè)相數(shù)，但是， 一般相數(shù)增加越多，各相的通電時(shí)間變得越短，這樣會使整流元件與整流變壓器副邊繞組的利用率變壞，使裝置體積變大，成本提高。圖1c為單相橋式半控整流電路，由于可控的晶閘管與不控的二極管混合組成，故稱半控。F稱續(xù)流二極管，若直流電壓變?yōu)樨?fù)值，它成為直流側(cè)環(huán)流的路徑，維持輸出電壓為零。

 

單相整流電路比較簡單，對觸發(fā)電路的要求較低，相位同步問題很簡單，調(diào)整也比較容易。但它的輸出直流電壓的紋波系數(shù)較大。由于它接在電網(wǎng)的一相上，易造成電網(wǎng)負(fù)載不平衡，所以一般只用于4kW以下的中小容量的設(shè)備上。如果負(fù)載較大，一般都用三相電路。

 

 

　　

當(dāng)整流容量較大，要求直流電壓脈動較小，對快速性有特殊要求的場合，應(yīng)考慮采用三相可控整流電路。這是因?yàn)槿嗾餮b置三相是平衡的，輸出的直流電壓和電流脈動小，對電網(wǎng)影響小，且控制滯后時(shí)間短。圖2為三相橋式全控整流電路及其輸出電壓波形。在理想情況下，電路在任何時(shí)刻都必須有兩個(gè)晶閘管導(dǎo)通，一個(gè)是共陽極組的，另一個(gè)是共陰級組的，只有它們同時(shí)導(dǎo)通才能形成導(dǎo)電回路。T1、T2、T3、T4、T5、T6的觸發(fā)脈沖互差60°。因此，電路每隔60°有一個(gè)晶閘管換流，導(dǎo)通次序?yàn)?→2→3→4→5→6，每個(gè)晶閘管導(dǎo)通120°。在整流電路合閘后，共陰極和共陽級組各有一個(gè)晶閘管導(dǎo)通。因此，每個(gè)觸發(fā)脈沖的寬度應(yīng)大于60°、小于120°，或用兩個(gè)窄脈沖等效地代替大于60°的寬脈沖，即在向某一個(gè)晶閘管送出觸發(fā)脈沖的同時(shí)，向前一個(gè)元件補(bǔ)送一個(gè)脈沖，稱雙脈沖觸發(fā)。整流輸出電壓波形如圖2 所示。當(dāng)T1、T6導(dǎo)通時(shí)，ud＝uab；T1、T2導(dǎo)通時(shí)，ud＝uac；同理，依次為ubc，uba，uca，ucb，均為線電壓的一部分，脈動頻率為300Hz，晶閘管T1上的電壓uT1波形分為三段，在T1導(dǎo)電的120°中，uT1＝0（僅管壓降）；當(dāng)T3導(dǎo)通，T1受反向電壓關(guān)斷，uT1＝uab；T5導(dǎo)通時(shí)，T3關(guān)斷，uT1＝uac。因此晶閘承受的最大正、反向電壓為線電壓的峰值。

 

采用三相全控橋式整流電路時(shí)，輸出電壓交變分量的最低頻率是電網(wǎng)頻率的6倍，交流分量與直流分量之比也較小，因此濾波器的電感量比同容量的單相或三相半波電路小得多。另外，晶閘管的額定電壓值也較低。因此，這種電路適用于大功率變流裝置。

 

 

　　

隨著整流電路的功率進(jìn)一步增大（如軋鋼電動機(jī)，功率達(dá)數(shù)兆瓦），為了減輕對電網(wǎng)的干擾，特別是減輕整流電路高次諧波對電網(wǎng)的影響，可采用十二相、十八相、二十四相，乃至三十六相的多相整流電路。圖3a為兩組三相橋串聯(lián)組成的十二相整流電路。為了獲得十二相波形，每個(gè)波頭應(yīng)該錯(cuò)開30°。所以采用三繞組變壓器，次級的兩個(gè)繞組一個(gè)接成星形，另一個(gè)接成三角形，分別供給兩組三相橋。兩組整流橋串聯(lián)后再接到負(fù)載。由于兩組整流橋輸出的電壓的相位彼此差30°，因此在負(fù)載上得到十二脈波的整流電壓，合成電壓中最低次諧波頻率為600Hz，輸出電壓ud=ud1+ud2，電流id=id1=id2。圖3b是兩組三相橋并聯(lián)組成大電流的十二相整流電路。兩橋變壓器次級繞組電壓依次相差30°。若兩組橋的交流線電壓相等，各自的控制角也相等，則兩組橋的整流平均電壓也相等，只要極性相符合，就可以并聯(lián)運(yùn)行。但是兩組整流電壓的瞬時(shí)值是不等的，兩組電源間會出現(xiàn)交流環(huán)流。為了限止環(huán)流，延長晶閘管的導(dǎo)通時(shí)間，需要加入平衡電抗器，輸出電壓ud=（ud1+ud2）/2，電流id=id1+id2。

 

采用多相整流電路能改善功率因數(shù)，提高脈動頻率，使變壓器初級電流的波形更接近正弦波，從而顯著減少諧波的影響。理論上，隨著相數(shù)的增加，可進(jìn)一步削弱諧波的影響。但這樣做增加了設(shè)備費(fèi)用，在技術(shù)上對精確地得到相同的控制角提出了較嚴(yán)格的要求。因而需對方案的技術(shù)經(jīng)濟(jì)指標(biāo)進(jìn)行全面分析，最后作出選擇。

 

主要特性，相控整流電路具有以下幾個(gè)主要特性。

 

①輸出直流平均電壓Ud，在脈波數(shù)為P的整流電路中一般有

 

Ud=Uda-kXId

 

式中Ud為考慮了負(fù)載電流引起的電壓降時(shí)的直流電壓，k是與電路有關(guān)的常數(shù)，X是換相電抗，Id為直流平均電流。由式（1）可見，電壓降主要由交流側(cè)電抗引起，由換相重疊現(xiàn)象引起的電壓降與換相結(jié)束時(shí)的直流側(cè)電流成正比。從直流側(cè)看，交流側(cè)電抗起著一個(gè)等效電阻的作用。

 

Uda=Ud0cosα

 

式中Uda為相位控制時(shí)的空載電壓，α為控制角。

 

式中Ud0為空載無相位控制時(shí)電壓；U2為交流電壓有效值，在P相半波整流電路中為相電壓，在P/2相橋式整流電路中為線電壓。當(dāng)控制角為α 時(shí)，式（2）適用于全控橋式電路，式（3）適用于半控橋式電路。

 

②整流變壓器容量和整流功率Pd的關(guān)系：變壓器平均計(jì)算容量S為

 

S＝（S1＋S2）/2

 

式中S1為初級容量，S1＝m1U1I1;S2為次級容量，S2＝m2U2I2;m1、m2分別為變壓器初、次級繞組相數(shù)。帶有大電感負(fù)載的三相半波電路如圖4所示。

 

 

由圖可見，變壓器次級繞組電流i2可以分解成直流分量i2=和交流分量i。由于直流分量i2≈只能產(chǎn)生直流磁通勢，所以它無法影響初級電流作相應(yīng)變化。而交流分量 i將通過變壓器的磁耦合反映到初級電流中去。這樣，初、次級電流有效值分別為I1=Id/3、I2=Id/。在α＝0°和不考慮電網(wǎng)電壓波動等情況下，得S2=1.48Pd、S1＝1.21Pd、S＝1.345Pd， 其中Pd為整流功率。在三相橋式電路中，次級無直流分量電流，所以初、次級電流是波形相同的交流電，故S＝1.05Pd，可見橋式接線時(shí)變壓器利用率提高。

 

③重疊導(dǎo)電現(xiàn)象和電壓降：圖5所示為變壓器漏抗存在時(shí)對整流電路波形的影響。當(dāng)T1處于導(dǎo)通狀態(tài)，給直流側(cè)提供電流Id時(shí)，觸發(fā)T2，若ud＜ub，則T2變?yōu)閷?dǎo)通狀態(tài)。但由于交流側(cè)存在漏感，T2中的電流并不立即變?yōu)镮d，T1中的電流也不立即降為零，因此出現(xiàn)T1和T2同時(shí)導(dǎo)通的狀態(tài)，這種狀態(tài)稱為換相重疊現(xiàn)象，這段時(shí)間以相角計(jì)算，稱換相重疊角，用u表示。在重疊期中，輸出電壓為（ud+ub）/2，與不考慮漏抗時(shí)相比，輸出電壓降低了（ub-ud）/2。重疊期內(nèi)直流電流一定的話，則T1、T2回路中流過環(huán)流i，這時(shí)α相電流id=Id-i將逐漸減小，而b相電流ib＝i，當(dāng)ib增加到Id時(shí)，id就等于零，這樣就完成了換相過程。關(guān)于電流i，2&TImes;di/dθ＝ub－ud式成立，由于在控制角α處i=0，在（α＋u）處i=Id，故有2&TImes;Id=（ub－ud）·u。因此，交流電流在一周期內(nèi)換相一次引起的平均輸出電壓降為dx＝XId/2π。重疊角u隨α不同而不同，但電壓降是與α無關(guān)的常數(shù)。在三相橋式電路中，由于一周內(nèi)換相6次，換相壓降nx＝6XId/2π，式中X是每相的電抗。

 

 

④整流電路的功率因數(shù)及諧波：功率因數(shù)λ＝P/S＝μ·cosφ，μ稱畸變因數(shù)，表征電流對正弦波的偏離度；cosφ稱位移因數(shù);φ為電壓和基波電流間的相位移。在不控整流電路中，當(dāng)重疊角很小時(shí)，交流側(cè)基波電流與電壓相位相同，即cosφ＝1。所以，功率因數(shù)可由圖6中的電流波形計(jì)算求得，其值分別為單相橋式電路是2/π≈0.900，三相橋式電路是3/π≈0.955，在P＝12的電路中為0.989，故對于12脈波以上的電路，實(shí)際上可以認(rèn)為功率因數(shù)近似于1。采用晶閘管相位控制時(shí)，由于交流電流波形形狀不變，只是相位延遲了一個(gè)控制角α，所以可控整流電路的功率因數(shù)λ=μ·cosα，此時(shí)φ＝α，即為不可控整流電路的功率因數(shù)乘以位移因數(shù)cosα，考慮重疊角時(shí)的功率因數(shù)，由于存在重疊角u，除電流相位延遲外，電流波形也由近似的方波變?yōu)榻频奶菪尾?，其有效值也有所改變，因而功率因?shù)的計(jì)算趨于復(fù)雜。近似地可以只考慮相位延遲的影響。如三相橋式電路的控制角為α，重疊角為u，則功率因數(shù)為0.955·cos（α＋u/2）。在整流電路產(chǎn)生的諧波中，若控制保持對稱的話，則僅有特定次數(shù)的諧波從交流電源側(cè)流出。在三相P脈波整流電路中僅產(chǎn)生nP±1次諧波（n＝1，2，…）。

 

選擇整流電路時(shí)，主要從電性能好、結(jié)構(gòu)簡單、經(jīng)濟(jì)實(shí)用、對電網(wǎng)影響小等方面考慮，合理選用。