改進(jìn)不理想的電容、電感和DC/DC阻抗測量
發(fā)布時(shí)間:2018-05-25 來源:Steve Sandler 責(zé)任編輯:wenwei
【導(dǎo)讀】在設(shè)計(jì)或優(yōu)化電壓調(diào)節(jié)模塊 (VRM)時(shí),我們需要其輸出阻抗數(shù)據(jù)以及濾波電感和電容的阻抗數(shù)據(jù),以便掌握完整的仿真模型。本文介紹的擴(kuò)展范圍技術(shù)提供了調(diào)整測量數(shù)據(jù)以優(yōu)化測量窗口的方法。這種測量方法的好處是,在測量低功耗VRM負(fù)載時(shí),擴(kuò)展電阻可以減少負(fù)載。此技術(shù)也可用于測量參考電壓和閉環(huán)運(yùn)放的輸出阻抗。
在設(shè)計(jì)或優(yōu)化VRM(電壓調(diào)節(jié)模塊)時(shí),我們需要其輸出阻抗數(shù)據(jù)及濾波電感和電容的阻抗數(shù)據(jù),以便掌握完整的仿真模型。遺憾的是,供應(yīng)商所提供的關(guān)于這些器件的數(shù)據(jù)通常不完整或有錯(cuò),或者難以根據(jù)測量設(shè)置來解讀。因此,我們不得不自己收集數(shù)據(jù)。
測量需要在整個(gè)所需要的頻率范圍內(nèi)進(jìn)行,視應(yīng)用不同,范圍通常從幾kHz到約1GHz。由于這一頻率范圍非常寬,我們通常采用基于S參數(shù)的測量。高性能仿真器可直接將S參數(shù)器件測量整合進(jìn)AC、DC、瞬態(tài)及諧波平衡仿真中,同時(shí)包括有限元PCB模型。
雖然非常有用,但標(biāo)準(zhǔn)的S參數(shù)測量通常是不夠的。真正需要的是更大的范圍,即部分S2p測量。我會(huì)解釋為什么需要它以及如何進(jìn)行這種改進(jìn)的測量。
S參數(shù)是在很寬的頻率范圍內(nèi)執(zhí)行測量的簡單方法,它使用固定阻值端口而不是高阻探頭進(jìn)行測量。用S參數(shù)測量阻抗有兩種選擇,一種是反射測量,另一種是THRU測量。
一個(gè)端口還是兩個(gè)端口?為什么是部分的?
反射或單端口測量是最簡單的,因?yàn)樗恍枰桓娎|。但是它需要復(fù)雜的校準(zhǔn),通常包括用于測量的端口的OPEN校準(zhǔn)、SHORT校準(zhǔn)和LOAD或MATCH校準(zhǔn)。大多數(shù)VNA(矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀)包括從S參數(shù)反射測量(S11或S22)到阻抗的轉(zhuǎn)換,但非常簡單。以單端口為例,對于給定參考阻抗Zref(典型值50Ω)的反射,S11與器件阻抗之間的關(guān)系如表1所示。
表1:單端口轉(zhuǎn)換。
我們可以通過將要測量的設(shè)備與測量端口串聯(lián)或并聯(lián)來執(zhí)行雙端口測量。表2列出了S21與串聯(lián)和并聯(lián)配置的器件阻抗之間的關(guān)系。
表2:雙端口轉(zhuǎn)換。
DC接地回路
由于VNA的RF接地和互連測量電纜的串聯(lián)電阻導(dǎo)致的直流接地環(huán)路,致使雙端口分流貫通(shunt-thru)測量出現(xiàn)另一個(gè)問題。Keysight E5061B VNA在低頻增益相位端口上具有半浮動(dòng)輸入,可消除直流接地環(huán)路、實(shí)現(xiàn)高達(dá)30MHz的低阻抗測量。對于E5061B高頻端口和其它一般的VNA來說,必須使用諸如Picotest J2102A這樣的共模同軸變壓器將直流接地回路縮至最小。否則,低頻測量會(huì)不準(zhǔn)確。
這些阻抗測量選項(xiàng)的設(shè)置如圖1所示。
圖1:單端口和雙端口阻抗測量的基本原理圖。
圖2中的仿真顯示了每種測量技術(shù)的S參數(shù)的大小,它是器件阻抗的函數(shù)。隨著S參數(shù)值接近1.0,所有測量值都失去靈敏性。
圖2:作為器件阻抗函數(shù)的S參數(shù)量值。
圖3顯示了S參數(shù)量值從0.95到1.0的更高分辨率視圖。
圖3:作為器件阻抗函數(shù)的S參數(shù)量值的更高分辨率視圖。
將可測量的S參數(shù)(S11、S22或S21)設(shè)置為最小40E-6,可獲得合理的信噪比余量和0.95的最大值。每個(gè)測量的范圍如表3所示。
表3:測量阻抗范圍。
我們需要哪個(gè)范圍?
我們通常會(huì)測量VRM、PDN(功率分配網(wǎng)絡(luò))、電容器和電感器,所以最小阻抗測量一般在mΩ范圍內(nèi)——無論是電感器DCR(直流阻值)、VRM輸出阻抗還是電容器ESR(等效串聯(lián)阻抗)。這需要雙端口分流測量。
測得的S參數(shù)文件必須在整個(gè)仿真頻率范圍內(nèi)有效。將測量范圍設(shè)置為1kHz至500MHz,并使用被稱為“實(shí)際測量范圍”的方法,我們可以確定使用雙端口分流測量能夠測量的最大電感或電容。
使用雙端口分流測量,可測量的最小電容值為800nF,無法測量高頻去耦電容。可以在500MHz測量的最大電感僅為60nH。即使假設(shè)電感的諧振頻率為100MHz,可測量的最大電感也小于1μH,從而將鐵氧體磁珠和大多數(shù)輸出濾波電感的測量排除在外。
進(jìn)行此測量時(shí)會(huì)出現(xiàn)另一個(gè)問題。 S21、S11和S22都測量相同器件,因此測量的阻抗范圍相同。如上所述,S11和S22的測量值低于單端口測量的范圍。例如,在測量電感器時(shí),DCR將作為S11和S22測量。在測量電容器時(shí),將使用S11和S22測量ESR。這些單端口測量值在器件典型的低阻抗水平下是無效的。這就是為什么我們需要“部分”雙端口直通測量的原因。我們只保留S21測量值,并刪除S11和S22,因?yàn)樗鼈冊谧杩顾降陀?.5Ω時(shí)無效。
一些儀器允許將測量結(jié)果保存為Touchstone阻抗文件,這是一種部分雙端口S參數(shù)文件。
擴(kuò)展雙端口范圍
我們可以使用串聯(lián)電阻來擴(kuò)展測量范圍,以便有效增加端口參考阻抗。這可以讓我們測量去耦電容和更大的電感。圖4顯示了這種測量的結(jié)果。
圖4:添加串聯(lián)電阻來擴(kuò)展雙端口分流測量的阻抗范圍。
例如,增加一個(gè)450Ω串聯(lián)電阻可使參考阻抗達(dá)到500Ω,從而將測量范圍擴(kuò)展10倍。在某些情況下,可通過使用衰減傳輸線示波器探頭來容納添加的串聯(lián)電阻。1、5、10和20的縮放系數(shù)可作為單端口探頭購買。一對探頭可用于進(jìn)行雙端口擴(kuò)展范圍測量。表4列出了各種串聯(lián)電阻值的測量范圍。
表4:各種串聯(lián)電阻值的測量阻抗范圍。
表5列出了所包含的串聯(lián)電阻的阻抗變換。
表5:包括串聯(lián)電阻的阻抗轉(zhuǎn)換。
對于任何一種極端測量范圍條件下的測量,請務(wù)必執(zhí)行完整的測量夾具移除校準(zhǔn)或?qū)蓚€(gè)部件進(jìn)行完整的單端口校準(zhǔn)以及THRU校準(zhǔn)。如果還包含串聯(lián)電阻,則應(yīng)在設(shè)置中包含串聯(lián)電阻并執(zhí)行THRU校準(zhǔn)。
在作為擴(kuò)展范圍雙端口阻抗測量的示例中,使用了0.1μF陶瓷電容。圖5顯示結(jié)果高達(dá)30MHz。阻抗測量范圍可能大于1kΩ,或低于9mΩ ESR。
圖5: RS=200Ω時(shí)0.1μF電容的測量。
高頻、低阻抗測量對非常小的夾具電感都非常敏感;而高頻、高阻抗測量也對極小的夾具電容非常敏感。在高達(dá)1GHz的頻率下測量較小的1nF電容結(jié)果如圖6所示。
圖6:該圖顯示了在高達(dá)1GHz的頻率下1nF電容的測量結(jié)果。電容ESL結(jié)合約1pF的SMA連接器電容產(chǎn)生共振。
850MHz的共振是低質(zhì)量SMA連接器的約1pF額外電容造成的。為了在這些頻率下進(jìn)行精確測量,我們需要更好的連接器和/或需要從測量中校準(zhǔn)多余的電容。
結(jié)論
擴(kuò)展范圍技術(shù)和僅保存S21數(shù)據(jù)或Touchstone Z數(shù)據(jù)文件提供了調(diào)整測量以優(yōu)化測量窗口的方法。這種測量方法的額外好處是,在測量低功率VRM時(shí),擴(kuò)展電阻可以減少負(fù)載。此技術(shù)也可用于測量電壓基準(zhǔn)和閉環(huán)運(yùn)放的輸出阻抗,而且也可以支持Picotest非侵入式穩(wěn)定性測量。
本文轉(zhuǎn)載自電子技術(shù)設(shè)計(jì)。
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