傳感器測量通常是將感興趣的物理量轉(zhuǎn)換成電子電路參數(shù)，如電阻和電容，然后再用橋電路對這些參數(shù)進行讀取。橋電路產(chǎn)生與溫度、電源電壓成比例的輸出電壓或電流信號，從而使測量系統(tǒng)針對這些因素的變化進行補償。常用的傳感器包括：

 

 

可以直接產(chǎn)生信號電壓或電流的傳感器不需要用橋電路轉(zhuǎn)換物理參數(shù)。這種傳感器有：熱電偶、基于ECG的醫(yī)療儀器以及電源監(jiān)測電路中測量檢流電阻的電壓等。

 

目前的傳感器應用范圍非常廣泛，從消費類電子(溫度計、壓力計、GPS系統(tǒng)等)到汽車電子(燃油傳感器、碰撞傳感器、剎車線路傳感器和車窗防夾控制等)、工業(yè)和醫(yī)療儀器(閥位檢測、基于溫度的系統(tǒng)校準和報警、ECG等)。這些工作環(huán)境充滿了EMI噪聲、電源諧波、地環(huán)路電流和ESD脈沖，而待提取的目標信號卻相對很小。因此，模擬傳感器接口變得非常復雜，必須在抑制這些環(huán)境干擾的同時精確保持規(guī)格要求。為確保產(chǎn)品成功地投放市場，傳感器必須具有低成本、小尺寸以及低電流(針對電池供電的測量設備)特性。

 

 

系統(tǒng)設計人員喜歡將模擬鏈路保持得盡可能短，希望以此提高信號對外部噪聲的抗干擾能力(數(shù)字電路通常對噪聲不敏感)。傳統(tǒng)設計中，較長的模擬鏈路要求后續(xù)電路使用特定的信號處理。例如一級電路提供差分增益，但沒有共模抑制；另一級電路提供共模抑制，但沒有差分增益。雙電源和高壓擺幅有助于降低對模擬電路的信噪比要求。較短的模擬鏈路以及對單電源供電、低電壓模擬擺幅的要求迫使人們開發(fā)創(chuàng)新的架構(gòu)，應對這些設計挑戰(zhàn)。

 

在系統(tǒng)的設計之初就要考慮ADC和傳感器之間是否可以直接連接。這種直接連接在某些應用場合具有很大優(yōu)勢。有些應用中，這種直接連接能夠節(jié)省空間和功耗。例如，高阻比例橋可以采用內(nèi)置基準的ADC，從而省去外部基準。

 

另一方面，可能需要使用儀表放大器(IA)連接傳感器和ADC，原因是：

 

 

 

教科書中用大量的篇幅描述理想世界，公式推導中存在許多不確定因素，所有問題都用一個答案解答。而為了得到一個工作的模擬電路在實驗室進行的長時間調(diào)試更能說明真實世界的狀況，整個進程的里程碑可能恰好源于一次轉(zhuǎn)折……。

 

使用IA讀取傳感器信號時經(jīng)常會遇到各種直流誤差問題，主要根源是輸入失調(diào)電壓(VOS)的影響。事實上，任何直流誤差源都可以等效為VOS：直流CMRR代表直流VOS隨輸入共模電壓的變化，直流PSRR代表直流VOS隨電源電壓的變化。

 

即使VOS可以在生產(chǎn)過程中可以校準，與初始直流失調(diào)相比，也要更加關注VOS的漂移(隨溫度和時間變化)。這種漂移誤差最好通過芯片內(nèi)部的有源電路消除。

 

引起交流誤差的重要根源是噪聲，而噪聲是半導體芯片設計和工藝所固有的。因為大多數(shù)傳感器信號被高增益模塊所放大，以輸入信號為參考的噪聲也被同樣的增益放大。噪聲有兩種形式：粉色噪聲(也稱為1/f或閃爍噪聲)和白色噪聲。粉色噪聲主要集中在低頻頻段(低于100Hz左右)，白色噪聲通常限定了芯片的高頻信號性能(圖1)。由于絕大多數(shù)IA用于處理低頻信號，本文更加關注粉色噪聲。

 

圖1. 半導體器件中的噪聲密度

 

傳統(tǒng)的低噪聲模擬電路設計通常選用雙極型晶體管設計輸入級電路，特別是在要求較低粉色噪聲的情況下。粉色噪聲是由于半導體表面的缺陷處發(fā)生重組效應引起的。因此，與雙極型器件產(chǎn)生的噪聲相比，CMOS器件的噪聲具有更大幅度和更高的截止頻率(噪聲截止頻率是指粉色噪聲密度與白色噪聲密度相等時的頻率)。

 

大多數(shù)傳感器選用高阻輸入，迫使IA采用CMOS前端，從而使設計人員必須面對隨之而來的高低頻噪聲。幸運的是，能夠連續(xù)補償輸入失調(diào)電壓的零漂移電路設計技術(shù)可以用來消除低頻輸入粉色噪聲。

 

 

傳統(tǒng)IA使用三運放搭建輸入緩沖級和輸出級電路(圖2)。輸入緩沖級電路提供全差分增益、單位共模增益和高阻輸入，差分放大輸出級提供共模增益為零的單位差分增益。這種IA可以用于許多場合，但它的簡單性掩蓋了兩個重要缺點：可用的輸入共模電壓范圍有限，交流CMRR也有限。

 

圖2. 傳統(tǒng)的三運放IA

 

基于三運放架構(gòu)的IA其傳輸特性受到一定限制(圖3)。在輸入共模和輸入差分電壓的某種組合下，這種架構(gòu)的緩沖放大器A1和A2很容易飽和，使輸出達到電源電壓。這種狀況下，IA不再抑制輸入共模電壓。

 

圖3. 不同共模電壓下的有限傳輸特性(高增益，“眼圖”開度縮小)。

 

由此，大多數(shù)三運放IA的數(shù)據(jù)資料給出了可利用的輸入共模電壓與輸出電壓的關系曲線。因為輸出電壓只是按比例縮放輸入差分電壓，曲線中的兩個軸可以標記為“輸入共模電壓”與“輸入差分電壓”。六邊形灰色區(qū)域代表了“有效”工作區(qū)，在這個區(qū)域內(nèi)放大器A1和A2輸出不會飽和到電源電壓。

 

值得注意的是：圖3所示的圖形對單電源應用非常關鍵。共模電壓很容易接近電路的地電位，灰色區(qū)域不能延伸到此電位。因此，某些應用中(如低端電流檢測)不能使用傳統(tǒng)的三運放IA，因為它們的輸入共模電壓等于地電位。

 

三運放IA可以通過差分放大器周圍完全匹配的電阻獲得較高的共模抑制，但這種IA的反饋架構(gòu)會大大降低交流CMRR。為克服這些缺點，業(yè)內(nèi)開發(fā)出了另一種IA架構(gòu)，例如：雙gM間接電流反饋方案(圖4)，獲得了極大地成功。

 

圖4. 采用間接電流反饋架構(gòu)的IA

 

這種架構(gòu)由兩個完全一致的跨導放大器和一個高增益放大器組成。兩個完全一致的放大器具有相同的gM，在輸入端可以獲得相同的差分電壓，因此，輸出電壓取決于電阻分壓比Rf/Rg。輸出共模電壓由REF引腳的電壓設定。輸入gM放大器具有固有的共模電壓抑制功能，使放大器具有極高的直流和交流CMRR。

 

間接電流反饋IA架構(gòu)即使在輸入共模電壓等于負電源電壓時，也能實現(xiàn)滿幅輸出。因此，這種間接電流反饋IA的工作范圍要比三運放IA架構(gòu)寬得多。Maxim的MAX4460/MAX4461/MAX4462和MAX4208/MAX4209即為此類IA產(chǎn)品。

 

 

IA的兩個重要指標是粉色噪聲(也稱為1/f或閃爍噪聲)和VOS及其隨著溫度、時間產(chǎn)生的漂移。1/f噪聲是一種低頻現(xiàn)象，許多用于實現(xiàn)“零漂移”和消輸入失調(diào)的電路同樣可以消除1/f噪聲。這些技術(shù)包括：采樣放大器、自動調(diào)零放大器、斬波放大器、斬波-穩(wěn)定放大器以及斬波-斬波-穩(wěn)定放大器(如MAX4208)。許多文章中已經(jīng)對這些電路架構(gòu)作出了描述(見參考文獻)，每種架構(gòu)具有不同的可用帶寬、開關噪聲以及消失調(diào)精度。

 

例如，IA已經(jīng)采用基于飛電容的采樣技術(shù)，以實現(xiàn)輸入失調(diào)電壓的自動校準。然而，用于采樣的輸入級并非真正的高阻結(jié)構(gòu)，所以源阻抗的失配，例如：橋路的不均衡，很容易降低整體系統(tǒng)的精度。

 

 

下面介紹兩種IA應用，一種是比例橋電路，另一種是低邊電流檢測放大器。

 

 

比例橋是一種標準的橋測量系統(tǒng)，同樣可提供高精度，而且成本很低。成本低的原因是比例橋不需要高精度基準源驅(qū)動橋和ADC基準輸入，“任意”一款基準源，相對精度不高但具有高ppm/°C，例如電源電壓，即可同時驅(qū)動橋和ADC。

 

眾所周知，即使?jié)M擺幅輸出運算放大器在驅(qū)動輸出電壓達到電源擺幅數(shù)百毫伏以內(nèi)時也很難保持其最高精度。因此，對于具有高動態(tài)范圍和單極性信號輸入的放大器，有必要將輸出偏置在高于地電位大約250mV左右。偏置電壓驅(qū)動串聯(lián)電阻的一端，需要低阻輸出的緩沖器驅(qū)動，以免引入不必要的增益誤差。為盡量降低輸出誤差，這種單位增益運放緩沖器也應具有低直流失調(diào)和低溫漂特性。

 

Maxim的IA (例如MAX4208)在小尺寸µMAX®封裝內(nèi)集成了一個高精度零漂移運放緩沖器和兩個gM間接電流反饋IA，其中，緩沖器和簡單的外部分壓電阻(圖5)可以建立穩(wěn)定的偏置參考電壓，與ADC基準成比例關系。緩沖器還能驅(qū)動ADC差分輸入的一端。IA的內(nèi)部斬波-斬波-穩(wěn)定架構(gòu)可以同時消除運放緩沖器以及主(前向)通道和反饋通道gM放大器的粉色噪聲的影響。此外，MAX4208具有關斷模式，非常適合功率敏感應用。

 

圖5. 驅(qū)動比例橋(MAX4208–MAX4209)

 

 

如今，便攜式電子設備對有效功率管理越來越嚴格，這重新引發(fā)了人們對電流檢測放大器的關注。地電位檢測IA可以用作高端電流檢測器，用于存儲器模塊、微處理器核電壓的電流檢測(圖6)，也可以在H橋功率電子轉(zhuǎn)換器反饋路徑中用作低邊電流檢測放大器。這些應用中的電流特別高(有時接近90A)，因此檢測電壓必須非常小才能避免檢流電阻上產(chǎn)生過多的功耗。通常，檢流電阻可以采用電源電感本身的ESR。為精確讀取這個小的檢測電壓，輸入失調(diào)電壓必須遠遠低于需要高精度放大的最小檢流電壓(即最小負載電流)。

 

圖6. 在計算機應用中檢測大電流(MAX4208)

 

計算機硬件的核電壓可能在0.9V到1.5V范圍內(nèi)，需要在較低的、不斷變化的共模電壓環(huán)境下測量較小的檢測電壓。類似于MAX4208的低VOS、高CMRR而且是針對單電源應用優(yōu)化的IA非常適合這種應用場合。

 

 

新的應用不斷促進理想的儀表放大器技術(shù)的發(fā)展，目前已有多種架構(gòu)能夠提供極具挑戰(zhàn)的VOS、VOS溫漂以及1/f噪聲指標。了解儀表放大器設計的細微差異，并將設計與實際應用緊密結(jié)合，能夠充分利用芯片工藝的優(yōu)勢。

 

 

 

參考文獻

 

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Huijsing, Johan, Operational Amplifiers—Theory and Design (Kluwer Academic Publishers, 2001).

 

Nolan, Eric, Moghimi, Reza, "Demystifying Auto-Zero Amplifiers," Analog Dialogue (Analog Devices, Inc., May 2000).

 

Kugelstadt, Thomas, "Auto-zero amplifiers ease the design of high-precision circuits," TI Analog Applications Journal (2005).

 

本文來源于Maxim。