【導(dǎo)讀】提出了一種線性化級(jí)聯(lián)組合信號(hào)IC的新方法,用于原位校正PCB缺陷和相互加載。這樣可以大幅縮短系統(tǒng)設(shè)計(jì)/原型設(shè)計(jì)周期,并以可忽略不計(jì)的功耗成本最大限度地提高信號(hào)鏈性能。報(bào)告了使用高達(dá)3GHz的RF信號(hào)并使用12b/10GSPS ADC進(jìn)行的實(shí)驗(yàn)結(jié)果,驗(yàn)證了該方法的有效性。
提出了一種線性化級(jí)聯(lián)組合信號(hào)IC的新方法,用于原位校正PCB缺陷和相互加載。這樣可以大幅縮短系統(tǒng)設(shè)計(jì)/原型設(shè)計(jì)周期,并以可忽略不計(jì)的功耗成本最大限度地提高信號(hào)鏈性能。報(bào)告了使用高達(dá)3GHz的RF信號(hào)并使用12b/10GSPS ADC進(jìn)行的實(shí)驗(yàn)結(jié)果,驗(yàn)證了該方法的有效性。
介紹
基礎(chǔ)設(shè)施通信系統(tǒng)、儀器儀表和防空應(yīng)用的進(jìn)步推動(dòng)了對(duì)RF和混合信號(hào)IC的更高性能要求,特別是高速/高動(dòng)態(tài)范圍數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器[1-3]。
然而,在信號(hào)鏈中的IC之間插入的印刷電路板(PCB)和封裝會(huì)引入寄生效應(yīng),并遭受制造缺陷的影響,從而導(dǎo)致網(wǎng)絡(luò)中的電路不平衡并損害GHz信號(hào)的線性度。
模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)的采樣保持放大器(THA)前面通常有一個(gè)片內(nèi)緩沖器,以簡(jiǎn)化與片外驅(qū)動(dòng)放大器(或可變?cè)鲆娣糯笃鳎┑鸟詈?。片上緩沖能力有限,耗電大,并且在高頻時(shí)會(huì)減弱。IC之間的相互加載引入了額外的非線性或改變IC最佳工作條件。
接收(Rx)信號(hào)鏈如圖1所示。每個(gè)功能模塊(混頻器、驅(qū)動(dòng)放大器、濾波器和ADC;后者包括前端緩沖器和THA)是同一PCB上的獨(dú)立IC。雖然每個(gè)模塊都可以單獨(dú)(或在實(shí)驗(yàn)室的最佳定制板上)發(fā)揮最佳性能,但一旦耦合并受到雜散和實(shí)際PCB的限制,整個(gè)鏈的凈性能可能會(huì)受到限制。
數(shù)字。1. 經(jīng)典“接收”(Rx)信號(hào)鏈?zhǔn)纠?/p>
IC設(shè)計(jì)人員努力加強(qiáng)芯片接口的電路,以滿足在各種負(fù)載條件下所需的性能。通常,使用這些組件的系統(tǒng)設(shè)計(jì)人員需要定制和迭代設(shè)計(jì),以最大程度地減少上述損傷的影響。IC高級(jí)模型(通常是簡(jiǎn)單的電子表格)的局限性和電路板雜散建模不足加劇了這種努力。原型設(shè)計(jì)工作可能會(huì)為高性能系統(tǒng)的開(kāi)發(fā)增加幾個(gè)月的時(shí)間,并且需要IC供應(yīng)商的應(yīng)用工程人員的參與[4,5]。
這里介紹的非線性校準(zhǔn)(NLC)方法通過(guò)在寬輸入頻率范圍內(nèi)校正動(dòng)態(tài)非線性失真來(lái)緩解這些問(wèn)題。RF/混合信號(hào)IC整個(gè)信號(hào)鏈的非線性模型的參數(shù)是原位確定的,即在系統(tǒng)板上確定。然后推導(dǎo)一個(gè)數(shù)字逆校正函數(shù),使二階和三階失真為零。這是在信號(hào)鏈處理信號(hào)之前在前臺(tái)執(zhí)行的。然后,逆函數(shù)實(shí)時(shí)應(yīng)用于ADC輸出端的數(shù)據(jù)流,從而對(duì)損傷的影響進(jìn)行后失真(線性化)。這讓人想起數(shù)字預(yù)失真(DPD)或通信系統(tǒng)中的回聲/傳輸消除[6]。
本文的組織結(jié)構(gòu)如下。第二部分討論校準(zhǔn)系統(tǒng)及其操作。第三部分介紹了非線性、模型參數(shù)識(shí)別和二次和三次諧波失真的消除所采用的模型。最后,第四部分報(bào)告了實(shí)驗(yàn)結(jié)果,量化了所提出的校準(zhǔn)的有效性。
信號(hào)鏈的非線性消除
背景
假設(shè)圖1中的每個(gè)IC(例如驅(qū)動(dòng)放大器、濾波器、ADC)都已經(jīng)過(guò)單獨(dú)優(yōu)化。因此,例如,如果ADC需要內(nèi)部前臺(tái)校準(zhǔn)[3],則需要事先完成。
然后,我們考慮ADC數(shù)字輸出之間存在的凈靜態(tài)非線性特性,例如,ADC的數(shù)字輸出之間D外和驅(qū)動(dòng)放大器的模擬輸入v在如圖 2 所示。圖2的下部勾勒出卡通曲線(為了解釋而夸大)。這捕獲了由各種損傷引起的整體非線性,例如放大器和抗混疊濾波器之間以及濾波器和ADC輸入之間攜帶差分模擬信號(hào)的成對(duì)走線之間的殘余不平衡,加上所有雜散,以及模塊之間的相互負(fù)載等。
數(shù)字。2. 信號(hào)鏈非線性。
為了理解這一點(diǎn),我們考慮一下,例如,僅ADC的低頻線性度通常優(yōu)于75dB,即優(yōu)于5000分之一。無(wú)論ADC性能如何,任何電路板設(shè)計(jì)缺陷或隨機(jī)制造缺陷,如果不是明顯好于此缺陷,都會(huì)影響和降低信號(hào)鏈的凈線性度。更糟糕的是,在處理GHz范圍內(nèi)的寬帶信號(hào)的應(yīng)用中,如基礎(chǔ)設(shè)施通信系統(tǒng)或高性能儀器[6],這種非線性也具有頻率相關(guān)分量,因此其行為無(wú)法僅使用泰勒級(jí)數(shù)展開(kāi)進(jìn)行精確建模。
算法線性化的操作
假設(shè)信號(hào)路徑非線性是弱單調(diào)非線性[6,7]。設(shè) H(.) 是D外和v在如圖2所示。所提出的消除方法包括通過(guò)應(yīng)用反函數(shù)以數(shù)字方式反轉(zhuǎn)其失真Hc(.)到ADC的輸出數(shù)據(jù)流D外,返回線性化數(shù)據(jù)流D林如圖 3 所示:
其中 G 和D0分別是轉(zhuǎn)換增益和失調(diào)。Hc(.) 嵌入在 ADC 中,由表示轉(zhuǎn)換器芯片的虛線表示。
數(shù)字。3. 非線性度的數(shù)字校正。反函數(shù) Hc(.)嵌入在 ADC 中(虛線勾勒出芯片)。
Hc(.)其特征在于由向量C捕獲的許多模型參數(shù)。下面概述了原位確定C的程序。
為此,H(.) 需要使用施加的信號(hào)來(lái)執(zhí)行。這是在信號(hào)鏈工作之前完成的,沒(méi)有混頻器輸出。在驅(qū)動(dòng)放大器的輸入端生成并注入測(cè)試信號(hào)u。u由數(shù)模轉(zhuǎn)換器(DAC)合成,該轉(zhuǎn)換器也與ADC位于同一芯片上,如圖4所示,但集成不是必需的。DAC線性度需要優(yōu)于目標(biāo)信號(hào)路徑線性度。微控制器uC還嵌入在ADC中,以執(zhí)行多種功能,包括ADC本身的初始校準(zhǔn)[3],此處用于控制和執(zhí)行模型識(shí)別算法和反函數(shù)創(chuàng)建。
數(shù)字。4.注入測(cè)試信號(hào)。
模數(shù)轉(zhuǎn)換器輸出D外對(duì)應(yīng)于由H(.)處理的信號(hào)U的數(shù)字表示存儲(chǔ)在片上RAM上。在此之后,u 歸零,RAM 的內(nèi)容由 uC 處理以估計(jì) C,從而確定Hc(.,C) 如圖 5 所示,稍后將對(duì)此進(jìn)行詳細(xì)說(shuō)明。
數(shù)字。5.校正參數(shù)的確定。
一旦找到C,信號(hào)鏈就可以以實(shí)際v在,現(xiàn)在是混頻器的輸出,并返回線性化輸出D林(因?yàn)?Hc(.) 使鏈?zhǔn)д鏌o(wú)效)。從這一點(diǎn)開(kāi)始,C沒(méi)有變化。如果工作溫度或其他參數(shù)漂移重新出現(xiàn)過(guò)度失真,則需要重新校準(zhǔn)[9]。
所提出的方法是可擴(kuò)展到功能更多的塊。例如,還可以包括驅(qū)動(dòng)放大器前面的混頻器。為此,用于注入u的求和節(jié)點(diǎn)在圖5左側(cè)的混頻器信號(hào)輸入處向上游移動(dòng)。施加u時(shí),另一個(gè)混頻器的端口需要用本地振蕩器激勵(lì),但在此校準(zhǔn)階段,沒(méi)有其他RF信號(hào)施加到混頻器的Rx輸入。該過(guò)程在概念上與前面描述的過(guò)程相同。
建模、刺激和校正
建 模
H(.) 及其逆模型類(lèi)型所采用的模型類(lèi)型Hc(.)是一個(gè)平行的、時(shí)間離散的哈默斯坦模型[8],由平行分支組成,每個(gè)分支包含一個(gè)靜態(tài)非線性元素,后跟一個(gè)動(dòng)態(tài)線性元素。這種選擇是合理的,因?yàn)榉蔷€性的主要來(lái)源的性質(zhì)是連續(xù)時(shí)間驅(qū)動(dòng)放大器、濾波器、緩沖器等[6,7]。當(dāng)其他非線性源(如時(shí)間交錯(cuò)失真或采樣電荷注入失真)先前可以忽略不計(jì)時(shí),這是有效的[1-3,9]。
圖 5 鏈的完整動(dòng)態(tài)模型如圖 6 所示。所有具有傳遞函數(shù) G 的模塊都是線性濾波器。例如,理想的DAC輸出u可以由傳遞函數(shù)線性頻率塑造G發(fā)援會(huì),通??赡芘c傳遞函數(shù)不同G我來(lái)自混頻器的射頻輸出。H(.) 的模型由線性分量、二次分量和立方分量組成,每個(gè)分量都有線性濾波器。理想量化器Q返回?cái)?shù)字輸出D外頻率采樣fs.
圖6.鏈的完整模型,包括 H(.) 和 HC(.)。
D外然后由Hc(.,C),它也使用哈默斯坦模型,其中輸入信號(hào)的二次分量和三次分量被估計(jì)、組合并從失真序列中減去D外返回更正的序列D林.Hc(.,C) 中的函數(shù)系數(shù)構(gòu)成 C,這些系數(shù)可以直接與 H(.) 中的系數(shù)代數(shù)相關(guān)。
而v在假設(shè)始終處于第一奈奎斯特波段(輸入頻率f在假定為f在C 的訓(xùn)練算法中產(chǎn)生了歧義,并且還需要分別估計(jì)二次項(xiàng)和三次項(xiàng)的傳遞函數(shù)響應(yīng),并分別估計(jì)第二和第三奈奎斯特區(qū)。校正中的歧義已在 H 中得到解決C通過(guò)引入足夠高的插值,在我們的例子中為 4x,在二次和三次校正項(xiàng)的求和之前(隨后在應(yīng)用校正之前被抽取 4)。
刺激和模型識(shí)別
DAC和ADC均以速率計(jì)時(shí)fs.寬帶偽隨機(jī)序列以及單音和雙音都被用作刺激來(lái)訓(xùn)練系數(shù)C并導(dǎo)致可比較的結(jié)果,盡管這兩種方法中的每一種都有自己的優(yōu)點(diǎn)和缺點(diǎn)。在本文的其余部分,僅討論了單音調(diào)刺激的情況。
在這種情況下,DAC 將 u 合成為形式為 cos(ωt + ?0).產(chǎn)生多個(gè)頻率ω的音調(diào),確保產(chǎn)生的諧波不會(huì)相互疊加混疊(即在采樣時(shí),這些諧波不會(huì)落在相同的頻率箱中)。
使用比圖 6 所示更簡(jiǎn)單的 H(.) 模型,為了簡(jiǎn)化數(shù)學(xué)運(yùn)算,理想采樣器/量化器 Q 之前的失真信號(hào) y(t)可以寫(xiě)為 y(t) = [α1v在(t) + α2v在2(t) + α3v在3(t)] *g3(t) 凡α2和α3是失真系數(shù),非線性項(xiàng)與線性時(shí)不變(LT I)脈沖響應(yīng)復(fù)雜g3更正D外的訓(xùn)練算法Hc需要估計(jì)α2, α3和g3(t)。
y 的傅里葉變換為:
其中 Г(ω) 包含一些其他(交叉)項(xiàng),而不是ωo, 2ωo或 3ωo.這可以寫(xiě)成:
其中 ?(ω) 包含一些其他不在ωo, 2ωo或 3ωoα和β可以相互關(guān)聯(lián)。因?yàn)镈外是 Y 的數(shù)字表示,因此:
由H(.)產(chǎn)生的基波、二次和第一次諧波,標(biāo)度和相移G3很容易看到。這些術(shù)語(yǔ)映射到Hc取消二次項(xiàng)和三次項(xiàng)。因此,C 可以從 H(.) 計(jì)算出來(lái)。反過(guò)來(lái),H(.)可以從其通過(guò)以均勻間隔的頻率注入音調(diào)u獲得的頻率響應(yīng)中識(shí)別出來(lái),如第II節(jié)所述,避免主諧波落在相同的FFT箱上。然后,如所見(jiàn),C 是代數(shù)找到的。
(4)上的更多代數(shù)表明,當(dāng)二階和三階諧波D外別名到第一奈奎斯特帶,(4)中的相應(yīng)項(xiàng)被相位否定,這需要跟蹤。此外,而不是提取β2G3(eJωo), β3G3(eJ3Ωo)在(4)中,它們與β的關(guān)系1G3(eJωo)實(shí)際使用,因此僅在第一奈奎斯特區(qū)需要激勵(lì),但需要更多計(jì)算。如果G發(fā)援會(huì)是一個(gè)一階系統(tǒng),它的影響可以通過(guò)了解的力量來(lái)解釋D外的根本。最后,將DAC定時(shí)于以下位置引入的另一個(gè)實(shí)際限制fs如f在接近奈奎斯特,是u將是sinc形的,更重要的是u的(fs–f在) 第一個(gè)圖像也接近奈奎斯特并產(chǎn)生光譜估計(jì)問(wèn)題。
實(shí)驗(yàn)結(jié)果
NLC已應(yīng)用于信號(hào)鏈,如圖2所示,并使用圖7所示的芯片,嵌入[3]中所述的12b/10GSPS ADC、14b/10GSPS信號(hào)注入DAC、10GHz低相位噪聲時(shí)鐘合成器、校準(zhǔn)引擎(包括微控制器uC)和本文范圍之外的其他功能,例如數(shù)字下變頻器和濾波器。此處報(bào)告的結(jié)果是在采樣率fs=6GSPS,這是射頻信號(hào)接近3GHz的通信系統(tǒng)所要求的[6]。
數(shù)字。7.芯片的芯片布局和主要功能塊。
在對(duì)近滿量程激勵(lì)進(jìn)行線性化之前,已經(jīng)測(cè)量了信號(hào)鏈的單音次級(jí)(HD2)和三次諧波(HD3)失真性能、信噪比(SNR)、無(wú)雜散動(dòng)態(tài)范圍(SFDR)和雙音三階交調(diào)失真(IMD3)。結(jié)果在圖8-11中標(biāo)記為“標(biāo)稱(chēng)”的曲線中報(bào)告。
數(shù)字。8. (a) HD2 和 (b) HD3 與 f 的單音失真性能在線性化之前(標(biāo)稱(chēng))和線性化后(校正)的基波輸入功率為 -1dBFS 和 fs=6GSPS。
數(shù)字。9. (a) 信噪比和 (b) SFDR 與 f在對(duì)于 -1dBFS 和 f 的輸入s=6GSPS。
數(shù)字。10. 雙音IMD3 for (a)(2F)一個(gè)–Fb) 及 (b)(2樓)b–F一個(gè))與 f在= (F一個(gè)+Fb)/2 表示 –7dBFS 和 f 的輸入s=6GSPS。
數(shù)字。11. (a) HD2 和(b) HD3 與 f在適用于 –10dBFS 和 f 的小輸入s= 6GSPS。
然后應(yīng)用 NLC,再次測(cè)量性能指標(biāo),并在標(biāo)記為“NLC 校正”的疊加曲線中以相同的數(shù)字報(bào)告。在NLC之后,線性度性能在幾乎整個(gè)奈奎斯特范圍內(nèi)顯著改善,最終隨著輸入接近而達(dá)到遞減的回報(bào)fs/2,如預(yù)期的那樣。圖10a顯示噪聲性能(SNR)沒(méi)有像預(yù)期的那樣受到影響。圖10b中SFDR的改進(jìn)證實(shí)了HD2和HD3的主要貢獻(xiàn),驗(yàn)證了對(duì)模型選擇所做的假設(shè)。
雖然這些曲線顯示了接近滿量程(-1dBFS)激勵(lì)的系統(tǒng)性能,但重要的是要確認(rèn)NLC適用于較小的激勵(lì)。因此,無(wú)需重新校準(zhǔn),而只需減少v在的功率,失真已在較低的輸入功率電平(即-3dBFS,-6dBFS,-10dBFS)下重新測(cè)量。由于空間限制,圖11中僅報(bào)告了-10 dBFS的更極端情況。雖然由于激勵(lì)較小,標(biāo)稱(chēng)性能在前期有所改善,但除了低頻時(shí)HD2略有下降外,NLC性能優(yōu)于或與標(biāo)稱(chēng)性能相當(dāng),證實(shí)了該方法的魯棒性。
在實(shí)時(shí)運(yùn)行的校準(zhǔn)鏈中,數(shù)字逆函數(shù)的應(yīng)用僅增加了約150mW的功耗,而整個(gè)信號(hào)鏈消耗的總功耗超過(guò)5W,無(wú)需校正。
(作者:Nevena Rakuljic, Carroll Speir, Eric Otte, Jeffery Bray, Corey Petersen, and Gabriele Manganaro)
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