【導讀】事物皆有兩面:SiC MOSFET以更快的開關速度,相比IGBT可明顯降低器件開關損耗,提升系統(tǒng)效率和功率密度;但是高速的開關切換,也產(chǎn)生了更大的dv/dt和di/dt,對一些電機控制領域的電機絕緣和EMI設計都帶來了額外的挑戰(zhàn)。
應用痛點
氫燃料系統(tǒng)中的高速空壓機控制器功率35kW上下,轉(zhuǎn)速高達10萬轉(zhuǎn)以上,輸出頻率可達2000Hz,調(diào)制頻率50kHz以上是常見的設計,SiC MOSFET是很好的解決方案。
但是,SiC的高dv/dt和諧波會造成空壓機線包發(fā)熱和電機軸電流。
一般的對策有二:
1.采用大的柵極電阻去驅(qū)動SiC MOSFET,抑制dv/dt,但會顯著增加開關損耗,影響效率。
2.采用輸出濾波器抑制諧波電流、降低電機側(cè)的dv/dt,但體積會占控制器的三分之一以上,增加成本,同時濾波器的引入也會造成一定損耗。
以上兩種典型設計,以犧牲損耗和效率為代價,似乎“魚與熊掌,不可兼得”……
英飛凌解決方案
針對上述設計痛點,英飛凌創(chuàng)新地推出了2L-SRC系列驅(qū)動IC,結(jié)合SiC開關特性進行Rg的優(yōu)化配置,以期兩全之美,具體過程請看下文分解:
SiC開關特性
圖1是SiC的開關特性示意圖,描述了dv/dt與Ic,dv/dt與Rg,Esw與Rg之間的關系
圖1(a)
圖1(b)
由上圖1的曲線可知:SiC的dv/dt最大值會出現(xiàn)在小電流開通和大電流關斷的時候,通過增加Rgon和Rgoff可以分別降低開通和關斷的dv/dt最值,但是SiC的開關損耗Esw將隨之增加。
利用2L-SRC的解題思路
其實解題之術(shù)不難。去年英飛凌業(yè)就推出了2L-SRC的驅(qū)動IC,結(jié)合電機控制領域的IGBT開關特性,提出小電流用大Rg,大電流用小Rg的方法來解決(具體請參考文末的AN文檔)。
此處我們依然可以借鑒其思路,針對SiC MOSFET開關特性,展開相應的Rg優(yōu)化策略。
為了便于大家理解整個過程,本文依據(jù)圖1的SiC趨勢曲線,假定了圖2和圖3中的相關曲線,作為后續(xù)2L-SRC驅(qū)動IC優(yōu)化Rg和電路仿真分析的基礎。
(圖2和圖3曲線基于合理性假設,僅供原理參考,真實曲線應以SiC實測為準。)
優(yōu)化配置dv/dt(on)時的開通電阻Rgon策略
圖2.1200V SiC MOSFET dv/dt(on)與Ic關系曲線
由SiC開通dv/dt特性,假設Rgon=5Ω和Rgon=10Ω兩條曲線,和預設的dv/dt限制值如圖2;可根據(jù)輸出電流Ic大小,將Rgon分成兩部分,在電流Id=[0,50A]的區(qū)間采用Rgon=10Ω開通,在電流=[50A,200A]的區(qū)間換成Rgon=5Ω開通。相比傳統(tǒng)驅(qū)動方案(全電流范圍都要用Rgon=10Ω),可以在中大電流區(qū)間(50A,200A]獲得小電阻開通的Eon損耗優(yōu)勢。
優(yōu)化配置dv/dt(off)時的關斷電阻Rgoff策略
圖3.1200V SiC MOSFET dv/dt(off)與Ic關系曲線
同樣由SiC關斷dv/dt特性,我們也可以把電流區(qū)間一分為二,如下圖假設的條件曲線,在電流=[133A,200A]采用大電阻Rgoff=12Ω關斷,而在電流=[0A,133A]采用小電阻Rgoff=6Ω關斷。相比傳統(tǒng)驅(qū)動方案(全電流范圍都要用Rgoff=12Ω),可以在中小電流區(qū)間[0A,133A]獲得小電阻關斷的Eoff損耗優(yōu)勢。
優(yōu)化配置dv/dt的驅(qū)動策略小結(jié)
根據(jù)上述案例分析,優(yōu)化了驅(qū)動電阻Rg控制策略,將電流分成了小電流、中電流、大電流的三部分區(qū)間,分別對應不同的門極電阻設置,然后在預定的電流閾值進行Rgon和Rgoff的切換,以達到優(yōu)化驅(qū)動的目的,如下圖所示:
圖4.基于圖2和圖3的驅(qū)動電阻Rg控制策略
基于2L-SRC的驅(qū)動電路實現(xiàn)
依據(jù)上述的思路和流程,相關的驅(qū)動電阻Rg配置策略不難得到。
古人云“工欲善其事,必先利其器”,如何用2L-SRC驅(qū)動IC來實現(xiàn)呢?
2L-SRC驅(qū)動IC產(chǎn)品與功能簡介
圖5.2L-SRC(1ED3240MC12H)功能框圖
2L-SRC的典型功能框圖,如圖5所示,簡潔的8pin設計。只是在常規(guī)IN輸入和OUT輸出之外,又增加了一組OUTF輸出。根據(jù)/INF信號與IN信號電平之間的邏輯關系,可以靈活配置OUTF狀態(tài),在常規(guī)OUT輸出的開通和關斷時刻發(fā)生作用。
結(jié)合下圖,可以更直觀理解2L-SRC驅(qū)動IC外接門極電阻時,主要的四種狀態(tài):
圖6.2L-SRC(1ED3240MC12H)驅(qū)動電阻Rg配置示意圖
● 當OUTF僅在開通時使能,則開通電阻Rgon=R1//R3,關斷電阻Rgoff=R2;
● 當OUTF僅在關斷時使能,則關斷電阻Rgoff=R2//R4,開通電阻Rgon=R1;
● 當OUTF同時開通和關斷使能,則開通電阻Rgon=R1//R3,關斷電阻Rgoff=R2//R4;
● 當OUTF開通和關斷皆不使能,則開通電阻Rgon=R1,關斷電阻Rgoff=R2;
有關OUTF與控制信號/INF和輸入信號IN之間的狀態(tài)關系,如圖7所示,規(guī)格書有詳盡解讀,這里就不贅述了:
圖7.OUTF與輸入IN和控制/INF之間的狀態(tài)關系圖((1ED3240MC12H))
關于OUTF的核心邏輯就是:
● 開通時刻,在輸入信號IN電平跳高時,/INF信號為低電平(0),則OUTF在開通時刻使能;
● 關斷時刻,在輸入信號IN電平跳低時,/INF信號為高電平(1),則OUTF在關斷時刻使能。
2L-SRC驅(qū)動的Rg配置(基于圖4控制策略)
基于2L-SRC驅(qū)動IC的控制邏輯,和上述SiC案例中的的驅(qū)動電阻Rg優(yōu)化控制策略,我們可以進一步將2L-SRC驅(qū)動IC的配置細化如下:
圖8.基于圖4的2L-SRC(1ED3240MC12H)驅(qū)動電阻Rg示意圖
基于圖8的驅(qū)動電阻配置可得:R1=10Ω,.R2=12Ω, R3=10Ω,R4=12Ω
最終的驅(qū)動和控制策略如下:
● 當電流=[0,50A]時,/INF為波形序列A,OUTF只在關斷時刻使能,此時Rgon=R1=10Ω,Roff=R2//R4=12//12=6Ω;
● 當電流=(50A,133A]時,/INF為波形序列B,OUTF在開通和關斷時刻皆使能,此時Rgon=R1//R3=10//10=5Ω,Rgoff=R2//R4=12//12=6Ω;
● 當電流=(133,200A]時,/INF為波形序列C,OUTF只在開通時刻使能,此時Rgon=R1//R3=10//10=5Ω,Rgoff=R2=12Ω;
PS:為了實現(xiàn)在不同電流區(qū)間,給出不同的/INF波形序列,或增加一路簡單的控制閉環(huán)。例如,對輸出電流值進行實時采樣或估算,判斷瞬時電流所在電流區(qū)間,然后通過上位機(如CPLD、DSP等)給出對應的信號,到驅(qū)動IC的/INF引腳。
應用案例仿真參考
基于上述2L-SRC的可變Rg配置策略,我們搭建了PLECS電路,參考高速空壓機的應用條件,選取了SiC半橋模塊,進行兩電平三相逆變電路的仿真驗證和對比。
相關仿真條件如下:
SiC Easy半橋模塊:FF6MR12W2M1_B70 (1200V/200A AlN)
散熱器溫度Th=50C,Fsw=50kHz,fo=1kHz, Io=142Arms,Vdc=600V,Modi=1.0,SVPWM,PF=0.95
傳統(tǒng)驅(qū)動方案:Rgon=10Ω,Rgoff=12Ω,Rg全范圍固定阻值
2L-SRC驅(qū)動方案:Rgon=5、10Ω,Rgoff=6、12Ω,Rg隨電流區(qū)間切換(圖8)
圖9.傳統(tǒng)Rg控制與2L-SRC Rg控制的仿真結(jié)果對比
全文總結(jié)
文章結(jié)合SiC開關特性和2L-SRC驅(qū)動IC的Rg優(yōu)化配置,再加上基于一定合理性假設的SiC案例分析,以及最后的仿真對比,效果已然呈現(xiàn)。
回顧開題:2L-SRC+SiC,魚與熊掌皆可得乎?想必大家心中已有答案。
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