在傳統(tǒng)控制架構中，有兩種因素會影響輸出負載變化的瞬態(tài)響應性能。 

 

第一因素是誤差放大器。在電壓反饋環(huán)路中，補償網絡的誤差放大器充當了低通濾波器的作用，從而拉長了變換器對輸出電壓變化的響應時間。

 

圖 1：電流模式DC/DC架構圖

 

圖 2 顯示了誤差放大器延遲對環(huán)路瞬態(tài)響應的影響。在這個示例中，負載電流從0A快速上升到20A，從底部曲線可以看到，VOUT在恢復之前出現(xiàn)了明顯的下降。綠色曲線為誤差放大器的輸出曲線，在最大下沖發(fā)生后的兩個周期內，它才達到最大值。此種延遲由誤差放大器的低通濾波器引起。

 

圖 2：誤差放大器延遲對輸出下沖的影響

 

第二個因素為內部時鐘引起的開關周期延遲，內部時鐘將脈寬調制（PWM）控制反饋至輸出MOSFET。在連續(xù)電流控制工作模式下，由于其控制頻率是固定的，所以MOSFETs的導通時序由時鐘周期決定。即使采用PWM占空比控制上管MOSFET的導通時間，在下一個時鐘周期開始之前它也無法再次導通。一旦上管MOSFET關斷，負載電流會從0A上升至20A（見圖3）。誤差放大器的輸出會快速上升來響應，但上管MOSFET必須等到下一個時鐘周期才會打開。在這期間，輸出電壓持續(xù)下降。陰影區(qū)域為負載電流與電感電流的差值區(qū)域，這部分不足的電流必須由輸出電容提供并會引起輸出電壓下沖。

 

圖 3：內部PWM時鐘周期對輸出下沖的影響

 

與傳統(tǒng)電壓/電流模式控制相比，恒定導通時間控制（COT）結構則非常簡單，它通過反饋電阻來采樣輸出電壓（見圖4），然后將輸出電壓紋波谷值直接與參考電壓進行對比，生成固定的導通時間脈沖來導通上管MOSFET。當導通時間脈沖到期后，上管MOSFET關斷（且下管導通）。 

 

圖 4：恒定導通時間DC/DC架構

 

COT架構無需傳統(tǒng)電壓/電流模式DC/DC控制中的補償網絡，變換器的設計更加簡單，因為元器件變得更少，也無需花費很多時間來調整補償值?？煽康腃OT工作模式要求反饋節(jié)點上的輸出電壓斜坡足夠大以保證無抖頻工作。因此，斜坡應大于任一隨機系統(tǒng)中反饋輸入的噪音。 如果輸出電容具有足夠的等效串聯(lián)電阻(ESR)，則由該ESR產生的反饋斜坡電壓主導電感的較小串聯(lián)電阻。在這種情況下，一個簡單的電阻分壓器網絡就足夠了 （參見圖5），通?？捎糜陔娊怆娙莼騊OSCAP電容。 

 

圖 5：來自輸出電容ESR的COT反饋輸入斜坡電壓

 

圖 6：來自電感斜坡轉換電路的COT反饋輸入斜坡電壓

 

如果首選為低ESR的陶瓷電容，還可以使用額外的“斜坡發(fā)生器”電路來生成所需的反饋斜坡電壓 （參見圖6）。

 

需要注意的是，反饋電壓會直接輸入到比較器中，以驅動定時控制塊，沒有誤差放大器或內部固定頻率會導致延遲從而影響瞬態(tài)響應時間。 

COT控制架構使用參考比較器輸出來觸發(fā)定時脈沖發(fā)生器，而不是使用固定頻率的時鐘。脈沖出現(xiàn)的頻率由輸出負載電流決定。在具有穩(wěn)定輸出電流要求的連續(xù)導通模式下，COT控制以近似固定的頻率運行。然而，在負載電流由低向高的跳變過程中，COT脈沖發(fā)生器輸出高頻脈沖，以最大限度地減少輸出下沖。一旦達到正常的輸出電壓，脈沖頻率降低到維持穩(wěn)定的調節(jié)輸出電壓所需的水平。 

 

另外，COT控制的瞬態(tài)響應時間比傳統(tǒng)的電壓或電流模式控制快兩倍。較低的下沖使它更容易滿足負載電壓公差規(guī)格。這也意味著，與電壓或電流模式變換器相比，基于COT控制模式的變換器需要更少的輸出電容便能滿足給定的負載瞬態(tài)響應，既節(jié)省了空間尺寸又節(jié)約了成本。 

圖 7為電流控制與COT控制模式的對比圖。對于相同的負載電流升壓變換器來講，COT控制具有更快的切換速度，減小了電感與輸出電流之間的間隙，從而進一步減小輸出下沖。 

 

圖 7：對負載跳變的瞬態(tài)響應對比圖（電流模式對比COT控制模式）

 

COT 變頻控制結構的另一個優(yōu)點是：在輕載時，脈沖頻率得到了進一步的降低，可以保持較高的效率。因為只有當輸出負載需要時才會發(fā)出脈沖，所以與具有永久開關時鐘的電壓或電流模式架構相比，可以實現(xiàn)更小的內部開關損耗。這意味著基于COT的DC/DC變換器在輕載或空載條件下具有非常高的效率，是電池供電設備/具有省電模式設備的最佳選擇。 

 

綜上所述，COT控制由于其瞬態(tài)響應速度快、效率高、元件少、設計簡單等優(yōu)點，完勝傳統(tǒng)電流和電壓模式控制方法解決方案。 

 

 

 

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