【導讀】準諧振反激式變換器(Flyback Converter)由于能夠?qū)崿F(xiàn)零電壓開通,減少了開關(guān)損耗,降低了EMI噪聲,因此越來越受到電源設(shè)計者的關(guān)注。但是由于它是工作在變頻模式,因此導致諸多設(shè)計參數(shù)的不確定性。如何確定它的工作參數(shù),成為設(shè)計這種變換器的關(guān)鍵,本文給出了一種較為實用的確定方法。
近年來,一些著名的國際芯片供應商陸續(xù)推出了準諧振反激式變換器的控制IC,例如安森美的NCP1207、IR公司的IRIS40XX系列、飛利浦的TEA162X系列以及意法半導體的L6565 等。正如這些公司宣傳的那樣,在傳統(tǒng)的反激式變換器當中加入準諧振技術(shù),既可以實現(xiàn)開關(guān)管的零電壓開通,從而提高了效率、減少了EMI噪聲,同時又保留了反激式變換器所固有的成本低廉、結(jié)構(gòu)簡單、易于實現(xiàn)多路輸出等優(yōu)點。因此,準諧振反激式變換器在低功率場合具有廣闊的應用前景。但是,由于這種變換器的工作頻率會隨著輸入電壓及負載的變化而變化,這就給設(shè)計工作(特別是變壓器的設(shè)計)造成一些困難。本文將從工作頻率入手,詳細闡述如何確定準諧振反激式變換器的幾個主要設(shè)計參數(shù):最低工作頻率、變壓器初級電感量、折射電壓、初級繞組的峰值電流等。
準諧振反激式變換器的工作原理
圖 1:準諧振反激式變換器原理圖。
圖 1 是準諧振反激式變換器的原理圖。其中:LP為初級繞組電感量,LLEAK為初級繞組漏感量,RP是初級繞組的電阻,CP是諧振電容。
由圖 1 可見,準諧振反激式變換器與傳統(tǒng)的反激式變換器的原理圖基本一樣,區(qū)別在于開關(guān)管的導通時刻不一樣。圖 2 是工作在斷續(xù)模式的傳統(tǒng)反激式變換器的開關(guān)管漏源極間電壓VDS的波形圖。這里VIN是輸入電壓,VOR為次級到初級的折射電壓。
由圖 2 可見,當副邊繞組中的能量釋放完畢之后(即變壓器磁通完全復位),在開關(guān)管的漏極出現(xiàn)正弦波振蕩電壓,振蕩頻率由LP、CP決定,衰減因子由RP決定。對于傳統(tǒng)的反激式變換器,其工作頻率是固定的,因此開關(guān)管再次導通有可能出現(xiàn)在振蕩電壓的任何位置(包括峰頂和谷底)??梢栽O(shè)想,如果控制開關(guān)管每次都是在振蕩電壓的谷底導通,如圖 3 所示,那么就可以實現(xiàn)零電壓導通(或是低電壓導通),這必將減少開關(guān)損耗,降低EMI噪聲。實現(xiàn)這一點并不困難,只要增加磁通復位檢測功能(通常是輔助繞組來實現(xiàn)),以便在檢測到振蕩電壓達到最低點時打開開關(guān)管,就能達到目的。這實質(zhì)上就是準諧振反激式變換器的工作原理,前文提到的幾種IC均能實現(xiàn)這個功能。由此帶來的問題是其工作頻率是變化的,從而影響了其它設(shè)計參數(shù)的確定。
圖 2:斷續(xù)模式的反激式變換器的開關(guān)管漏極電壓波形。
圖 3:準諧振反激式變壓器的開關(guān)管漏極電壓波形。
圖 4:MOSFET 的漏源極間電壓波形。
設(shè)計參數(shù)的確定
設(shè)計反激式變換器,通常需要確定以下參數(shù):
IPMAX:初級繞組的最大峰值電流;
VINMIN:最低直流輸入電壓;
LP:初級繞組電感量;
VOR:次級到初級的折射電壓。
對于工作頻率fS恒定的反激式變換器,以上參數(shù)可以通過輸入輸出指標以及選用的相關(guān)元器件等信息來確定,這個過程比較簡單。但是,對于準諧振反激式變換器,上述過程就比較復雜,這是因為在準諧振模式下,工作頻率fS是變化的,fS變化了,IPMAX和LP也就無法確定,整個設(shè)計似乎是無從下手,這正是本文所要解決的問題。
首先詳細分析一下準諧振反激式變換器的工作周期。圖 3 是準諧振反激式變換器的MOSFET的漏極電壓在一個工作周期內(nèi)的波形。由圖可見,準諧振模式的工作周期由三部分組成:TON、TOFF、TW。
當開關(guān)管導通時,初級繞組(感量為LP)有電流流動,這個電流將以斜率VIN/LP逐漸增大。當電流達到預定的最大值IP時,控制器將關(guān)斷開關(guān)管。因此,開關(guān)管的導通時間TON可由等式(1)確定:
開關(guān)管關(guān)閉后,存儲在變壓器中的能量將被傳遞到次級繞組。TOFF代表了次級繞組釋放能量的過程,其值可由等式(2)確定:
其中,LS:次級繞組電感量,IPS:次級繞組峰值電流,VOUT:輸出電壓,VDS:輸出整流二極管的壓降。
設(shè)變壓器初次級繞組的匝比為 N,即:
則存在以下關(guān)系:
將(4)、(5)、(6)式代入(2)式可得:
當次級繞組中的能量釋放完畢之后,次級繞組將停止導通,初級繞組上的折射電壓VOR也將消失。由于初級電感量LP和開關(guān)管漏極電容CP以及電阻構(gòu)成一個RLC諧振電路,因此折射電壓將按等式(8)變化:
其中,a=RP/(2*LP),是衰減因子,
是諧振頻率。由此可得開關(guān)管的漏極電壓為:
觀察(9)式可知,當
時,VDS(t)具有最小值。解方程(10)可得:
該值就是我們要求的TW,即:
至此就可得出準諧振反激式變換器的一個完整工作周期為:
則其工作頻率:
另外,對于反激式變換器還存在以下的功率傳遞等式:
式中:POUT為輸出功率;η為變換器的效率。
對(14)式進行整理可得:
將 (15)式代入(13)式整理可得:
(16)式中,PO和VIN是已知量,可由設(shè)計要求確定。效率η的經(jīng)驗值是 0.8~0.9,對高電壓輸出取 0.85~0.9,對低電壓輸出取 0.8~0.85。這樣,對于(16)式,要想解出IP的值,還必須確定VOR、CP、fS三個未知量,下面逐一進行分析。
1.VOR是次級到初級的折射電壓。在傳統(tǒng)的反激式變換器中,它的取值與開關(guān)管的漏極擊穿電壓VDSS、最大輸入直流電壓VINMAX等參數(shù)有關(guān)。在準諧振模式下也是如此,稍有不同的是,在準諧振模式下,為了在盡可能大的范圍內(nèi)實現(xiàn)零電壓導通,VOR總是希望取得大一些,因此通常會選用 800V的MOSFET。可按(17)式確定VOR的大?。?/div>
式中,ΔV為初級繞組的漏感LLEAK與開關(guān)管的漏極電容CP形成的尖峰電壓,經(jīng)驗取值為 0.2VDSS,則(17)式變?yōu)椋?/div>
2.CP是開關(guān)管漏極對地的電容,屬于諧振電容。它與初級繞組的漏感LLEAK形成第一個諧振電路,與初級繞組的電感LP形成第二個諧竦緶貳5諞桓魴癡竦緶吩誑 毓芄囟鮮輩夥宓繆梗虼司齠ㄗ趴 毓萇系淖罡叩繆梗壞詼 魴癡竦緶肪齠ㄗ徘拔奶岬降腡W。CP的確定可分兩種情況,一是開關(guān)管的漏極沒有額外增加電容,C P只包括MOSFET的漏源極間電容COSS和其它一些分布電容(注:此時電源系統(tǒng)要增加RCD箝位電路以抑制電壓尖峰)。這種情況下,CP可用COSS來近似地表示。也許有人會提出,COSS會隨MOSFET的漏源極間電壓VDS的變化而變化,這該如何確定?實際上,不必為此擔心,因為只有當VDS特別小時,COSS才會有顯著的變化。如果我們?nèi)DS=25V時的COSS,則不會有什么影響(大部分公司的數(shù)據(jù)手冊中給出的COSS,大多是在V DS=25V的條件下測得的)。第二種情況是開關(guān)管的漏極額外增加了一個電容CD,此時CP包括CD以 及COSS等雜散電容。CP可由(19)式來確定:
其中,IP:初級繞組的峰值電流,LLEAK:初級繞組的漏感。
整理(19)式可得:
工程中常取LLEAK=0.2*LP,將其代入(20)式可得:
另外,對(14)式進行整理可得:
將(22)式代入(21)式可得(23)式:
按照(23)式得出的Cp,在較大輸出功率(例如大于60W)的情況下,計算值可能偏大。當然,較大的Cp值可以很好地抑制開關(guān)管漏極的尖峰電壓,但是Cp值過大,會使開關(guān)管在導通瞬間流過很大的尖峰電流,這個尖峰電流一方面會增加損耗,另一方面會形成EMI噪聲,嚴重時甚至會引起控制芯片的誤動作,影響系統(tǒng)的正常工作。
在這種情況下,我們應采取折衷的方法,減小Cp的取值(一般可取 100pF-2200pF之間的值),同時使用RCD箝位電路來抑制開關(guān)管上的尖峰電壓。這樣做既可以減少開關(guān)管漏極分布電容的離散性對系統(tǒng)設(shè)計的影響,又可以避免產(chǎn)生過大的尖峰電流,同時對抑制開關(guān)管上的尖峰電壓也有一定的好處。
3、fS是系統(tǒng)的工作頻率。對于準諧振模式,工作頻率是變化的,在設(shè)計時,應該以最小的工作頻率來確定其它相關(guān)參數(shù),因此,fS在這里亦表示系統(tǒng)最小的工作頻率。它的確定須從兩方面考慮,一方面為了采用較小尺寸的變壓器,必須提高fS;另一方面為了降低開關(guān)損耗以及減少EMI噪聲,fS應取得小些。折衷考慮,通常取fS的范圍是 25KHz-50KHz。
至此,三個未知量VOR、Cp、fS都得到了確定,將它們代入(16)式,就可得出Ip,再將Ip代入(15)式,就可得出Lp,確定了這些關(guān)鍵參數(shù),下一步就可以設(shè)計變壓器、輸入回路、輸出回路、反饋電路和保護電路等,這些設(shè)計過程與傳統(tǒng)的反激式變換器的設(shè)計過程相同,這里就不再論述。
本文小結(jié)
準諧振反激式變換器的設(shè)計具有其自身的特殊性,它的關(guān)鍵參數(shù)的確定不但需要理論等式的計算,還需要實踐經(jīng)驗的分析假定,當然也需要結(jié)合實際電路的波形對參數(shù)進行恰當?shù)恼{(diào)整,只有這樣,才能充分發(fā)揮準諧振反激式變換器的高效率、低 EMI、小體積以及低成本的優(yōu)勢。
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