常用的技術(shù)

第一，多路輸出變換器的設計可以考慮采用多種拓撲結(jié)構(gòu)。通常，調(diào)整主路輸出，其他輔路輸出會按照隔離變壓器相應的匝數(shù)比進行交叉調(diào)整。此方法存在多種問題，包括反激和正激變換器，尤其是除了在調(diào)整主路中的輸出電壓以外，非常難以在各輔路輸出端獲得精確的電壓，因為在設計多輸出電源變壓器時使用的匝數(shù)比只是近似值。此外，任何一路輸出上的瞬態(tài)負載影響將反映在所有其他負載上。并且，由于各變壓器繞組間存在漏電感，因此負載交叉調(diào)整率將比較差。這些問題可以通過將交叉調(diào)整的輸出電壓設置得稍稍大于所需值，并在每個輔助輸出端加一個線性調(diào)節(jié)器來解決,如圖1所示。電流小于3.0A時，最好使用線性調(diào)節(jié)器作為后級調(diào)整輸出，但是此種方法會犧牲較大的效率為代價，限制了低輸出電流應用。若采用WVC技術(shù)的多路輸出反激變換器，可以有效改善輸出的直流和瞬態(tài)特性。具體來說，對各路輸出電壓均進行采樣作加權(quán)后調(diào)節(jié)占空比D，如果權(quán)衡系數(shù)和補償環(huán)節(jié)設計合理，電源品質(zhì)將會得到顯著改善。正激變換器多路輸出采用耦合電感的設計方法，需要使電感的匝數(shù)比等于主變壓器的輸出繞組的匝數(shù)比，對于負載不對稱的用電環(huán)境下交叉調(diào)節(jié)性能沒有明顯改善。

圖1：線性調(diào)節(jié)器

第二，為了改善負載交叉調(diào)整率，可使用單獨的DC/DC變換器來進行組合，實現(xiàn)多路輸出穩(wěn)壓，但電路比較復雜，且價格非常昂貴。另一個選擇是用UC3573控制器設計一個降壓轉(zhuǎn)換器作為后調(diào)節(jié)器,如圖2所示，比較適合3.0～8.0A電流輸出。這種方法能達到90％的高效率，但是如果后調(diào)節(jié)器采用多個副線圈的話需要增加整流器、電感和電容器。這種方法增加了一級LC濾波回路，在多路輸出時，濾波器的數(shù)量明顯增加。同時，這種降壓斬波電路一般應用在輸入電壓和輸出電壓均較低的電路結(jié)構(gòu)當中。

圖2:降壓轉(zhuǎn)換器

圖3:磁放大后調(diào)節(jié)器

第三，用UC1838控制器設計磁放大后調(diào)節(jié)器，如圖3所示。它的效率很高，特別適合大于5.0A中低電流的應用，但在高電流應用中效率很低。而且，它不易實現(xiàn)過流保護，輕負載時的低調(diào)節(jié)度和高頻（200kHz）時磁放大電感的高費用使它不是一個完美的解決方案。

圖4:次級側(cè)同步后置穩(wěn)壓器

第四，一個較好的選擇是用新型的次級側(cè)同步后置穩(wěn)壓器(SSPR)，如圖4所示。這樣既可以實現(xiàn)前沿又可以實現(xiàn)后沿調(diào)節(jié)。SSPR在多路輸出隔離電源的精確調(diào)節(jié)應用方面具有簡單、高效率、高頻化、無損耗過流保護和遙控開關機等優(yōu)點。應用CS5101比LM5115、UCC2540和LT3710等帶有雙N溝道MOSFET后置同步穩(wěn)壓器控制電路簡單，能夠適應于輸入高壓和低壓的各種電路結(jié)構(gòu)。CS5101是一種帶有N溝道MOSFET驅(qū)動的同步前沿開關調(diào)節(jié)控制器，可直接由變壓器的次級繞組生成一個精確穩(wěn)壓的次級輸出，從而最大限度地減小了主路輸出電感器和電容器尺寸。同時，它可以應用于單端或雙端拓撲結(jié)構(gòu)。

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次級側(cè)同步后置穩(wěn)壓器(SSPR)的工作描述

SSPR調(diào)節(jié)器允許輔路在沒有初級側(cè)反饋的情況下獨立控制輸出。SSPR開關后面連接次級側(cè)整流二極管和輸出電感。在電流模式的單端正激拓撲結(jié)構(gòu)中，初級控制器保持一個穩(wěn)定的伏秒值。前沿和后沿的初級側(cè)電流波形如圖5所示。使用峰值電流測量的電流模式控制前沿情況下，后沿調(diào)制將導致環(huán)路的不穩(wěn)定。

CS5101 SSPR控制器作為前沿調(diào)制設計，應用于電流模式或電壓模式控制。

圖5:主要開關電流波形

SSPR技術(shù)的應用

SSPR能用在各種電路拓撲結(jié)構(gòu)中，包括單端/雙端降壓變換器、反激變換器，可以用于電流控制模式或電壓控制模式。

圖6:主開關波形

在每種拓撲電路中，通常N-FET功率開關會和一個正向二極管串聯(lián)使用，如圖6所示。由于N-FET被連接在兩個二極管中間，不可能使用單個的共陰極或共陽極的整流器，N-FET的源級電壓從變壓器的次級峰值電壓到大約-0.7V（反向二極管的正向壓降）之間變化，設計者必須創(chuàng)建一個浮動的驅(qū)動地。

圖7:濾波電感在地端時的主開關波形

如果變壓器的次級多路輸出沒必要是公共地的話，濾波電感可以連接在地端，如圖7所示。使用這種結(jié)構(gòu)，N-FET的源級也就是輸出電壓VO。這樣使得驅(qū)動FET的電路變得簡單、可靠，VC和VCC電壓能從同一點取。但是通過電感的正向電壓轉(zhuǎn)換被輸出電壓箝位，所以，必需從另外的次級輸出獲得SYNC同步脈沖信號。

圖8:負電壓輸出時的SSPR應用

有兩種方式可以產(chǎn)生負電壓輸出。一種是簡單地在輸出端反接地，如圖8所示。SSPR電路支持負電壓輸出。

圖9:參考地的負電壓輸出SSPR應用

另一種方法如圖9所示。SSPR的柵極驅(qū)動電路的參考為電源地，在這種結(jié)構(gòu)中，需要增加反饋信號倒相。

在推挽或橋式雙端拓撲結(jié)構(gòu)中，僅需要一個功率開關去控制輸出電壓。如圖10所示。輸出濾波電感可以連接在輸出正端或輸出地端。工作頻率是初級控制器開關頻率的兩倍。

圖10:雙端拓撲結(jié)構(gòu)SSPR應用

對于大功率電源，有中心引出端的單封裝整流器應用，SSPR功率開關的柵極驅(qū)動電路可以通過隔離變壓器來實現(xiàn)。如圖11所示。

圖11:隔離變壓器驅(qū)動的SSPR應用

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設計實例

下面給出一個雙路輸出的電流模式控制正激變換器的設計。主路5.0V輸出采用PWM控制器（CS3842A），輔路3.3V輸出采用CS5101控制。

設計參數(shù)

輸入電壓范圍18～36Vdc，主路輸出VO1/IO1：5.0Vdc/0.2～3.0Adc，輔路輸出VO2/ IO2：3.3Vdc/0.3～2Adc,開關頻率100kHz,主輔路線性調(diào)整率、負載調(diào)整率均＜1.0%
功率變壓器采用TDK磁芯PC40EER25.5-Z，3.3V輸出和5V輸出均采用相同的圈數(shù)，功率變壓器的匝數(shù)比NPY:NSY5:NSY3:NAUX等于20:11:11:8。占空比范圍：Dmax=0.586,Dmin =    0.293。5.0V輸出電感L1＝100μH，使用一個T72-26的鐵硅鋁磁環(huán)，34T，#24AWG。3.3V輸出電感L2=50μh。使用一個T80-26的鐵硅鋁磁環(huán)，42T，#24AWG。兩路輸出各用一只鋁電解電容，330μf/15V，ESR=0.12Ω。因為變換器采用電流模式控制，初級峰值電流的采樣通過電流取樣電阻R10獲得。初級側(cè)電流斜率的變化受到次級兩路輸出電感的影響。在最低輸入電壓時占空比超過50%，為了避免環(huán)路的不穩(wěn)定，斜波補償是必要的。

SSPR控制輸出計算

從以上數(shù)據(jù)可知，低壓輸入時3.3V繞組電壓為：VSY3=18×(11/20)=9.90V。

假設肖特基整流管的正向壓降為0.75V，滿載時FET的正向壓降為0.1V，占空比修正為：

DO3LL=(3.3+0.75+0.1)/9.9=0.419
DO3HL=(3.3+0.74+0.1)/19.8=0.209。

供電電壓VCC直接取自于3.3V的繞組，其隨著輸入電壓的變化而變化，VCC＝9.0V～19V。Vcc的參考是地，而門驅(qū)動電壓VC參考點是Q3的源級，VC = 8.0V～18V。

CS5101的同步電壓閾值是2.5V。為了可靠的工作，SYNC腳的電壓必須在脈沖期間都高于2.5V。

VSYNC(MIN)=VSY(MIN)×(R14/(R13+R14))=((18×11)/20)×(15K/(5.1K+15K))=7.39V
VSYNC(MAX)=((36×11)/20))×15K/5.1K=14.87V

由于線圈上的電壓在恢復期間是負值，在R14并聯(lián)一個箝位二極管D9。

斜波電容的值是用最小導通時間（高壓輸入時）和內(nèi)部電流源電流來計算的。CRAMP=C16=300PF。

輸出電流大小可以通過輸出負端的電流取樣電阻R19獲得。由電阻R16、R17和R20等電阻組成的電壓分壓連接到電流放大器，從而計算過流保護設置點。

設計結(jié)果和波形

電路電性能參數(shù)如表1所示。
 

從表中可以看出，3.3V輸出負載效應和源效應均優(yōu)于0.3%。

實際波形如圖12和圖13所示。

圖12:初級側(cè)波形

圖13: SSPR波形