盡管無源均流不能用來獲得您可以從一個轉換器中獲得的雙倍電流輸出（由于其中一個轉換器總是嘗試輸出一半以上的總負載電流，因此超出了其最大額定值），但它提供了一個可以滿足更多功率要求的高度靈活的方法，隨著時間推移系統容量和功能的增加通常會形成這種情況。通過降低系統內每個轉換器上的壓力，而無需再增加其它主動電路，無源均流也可以提高 N+1 電源模塊配置的可靠性。

遺憾的是，這種簡單的并連方法并非盡善盡美，最大的問題是會損失系統效率和負載調節(jié)。但這些不足是否可以接受，顯然是設計時要考慮的問題，在很大程度上它取決于具體應用情況。在本文所舉的例子中，負載調節(jié)不是要關注的問題，因為并連的轉換器在為板載中間總線供電，從而為多個負載點 (POL) 轉換器供電，這就為其不同的硅負載提供了進一步的下變頻和調節(jié)。

我們已選擇了通過并連兩個 Artesyn TQW14A-48S12 中間總線轉換器 (IBC) 來說明其優(yōu)缺點。 它們都是寬輸入 168 Watt DC/DC 轉換器，主要用于通信領域，它把額定的 48V DC 輸入轉換為 12V DC 輸出。TQW14A-48S12 IBC 最高可以輸出 14A，典型效率 95%，并且沒有配備主動均流設備。本圖中的計算全部是基于最差情況的元件容限。（圖 1） 所示為 N+1 冗余無源均流配置中的兩個 IBC。

圖題：典型的N+1冗余無源均流配置

除兩個轉換器之外，還有兩個 Schottky ORing 二極管 D1 和 D2 用來分離輸出。這些被假定為有一個 0.2V的前降落 ( forward drop)，加上相當于 7 毫歐姆的阻抗元件。

為了能夠使用 ORing 二極管在兩個轉換器之間實現均流，在理想的狀態(tài)下，它們的輸出電壓需要被調節(jié)為在所有情況下都完全相符。但是，在實際情況中，幾乎不可能獲得這樣的調節(jié)準確度，另外，在我們所使用的例子中，由于經濟原因，只是將 IBC 設計為產生松散調節(jié)的輸出，而沒有提供電壓調節(jié)裝置。因此，我們有兩個選擇。一是在轉換器輸出上實現一個主動電路，強制它們均流：這是成本較對較高的一種，并且要占據相當大的板空間。二是采用無源均流，使衰減阻抗電路 (droop resistance) 與輸出電路串連起來。這個衰減阻抗電路可以產生足夠的負載情況下電壓降落，從而使兩個轉換器的電壓相等，這樣轉換器即可實現均流。

要完成（圖1） 中的電路，我們需要確定衰減電阻器 (droop resistor) R1 和 R2 的值。其中的主要不足如下：如果減阻抗電阻器太小，則將不會有足夠的負載情況下的電壓降落，從而無法使轉換器共享負載。反之，如果減阻抗電阻器太大，則完全負載下的最終電壓會降得很低，不再有用。要確定理想的值，我們需要確定要載入電壓所允許的最大偏差。

首先要考慮，TQW14A IBC 在最差情況下輸出的最小電壓。它輸入電壓處于其允許范圍的最低值，即 36V時，就會發(fā)生這種情況。根據數據表，之后輸出電壓可能會低至比 12V減去 10%，即 10.8V。

其次要考慮，負載可能承受的最小電壓。設計 TQW14A IBC 主要是用來驅動 POL 轉換器的，因此，我們假定此時它們組成了負載。Artesyn 產生的額定 12V 輸入 POL 轉換器分為三組，輸入范圍分別為10.8 ~ 13.2V，10.2 ~ 13.2V 和 10 ~ 14V。顯然我們不能使用 0.8 ~ 13.2V 的輸入范圍驅動 POL 轉換器，因為沒有任何贏余。因此本例中我們使用第二組，并將衰減限制為 600mV。

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要確定 R1 和 R2 的值，我們首先需要從 600mV中減去由絕緣二極管引起的電壓降落，如下所示：

600mV - 200mV -[（14 安培 x 0.007? ) x 1000) ]= 302mV

使用歐姆定律：電壓 = 電流 x 電阻

R1 = R2 = 0.302 V/ 14 安培 = 0.0215? 或 21.5m?。

對于電路，我們將選擇下一個最低的標準值， 0.020?。假定為 1% 容差的電阻器，最小值將為 0.0198?，最大值將為0.0202?。

現在電路就設計出來了。問題是：其工作性能如何，效率的理論損失為何？我們也需要記住，PCB 導體線徑的阻抗會影響結果。由于這一阻抗由應用不同而有所差異，因此本例中我們假定值為0健５苯檔拖低承適?，PCB 線徑的阻抗會趨向于提高均流。

通過電路分析，輸出電壓 = Vout1 - Iout1 x R1 = Vout2 - Iout2 x R2，負載電流 = Ioutload = Iout1 和 Iout2 。

單獨的輸出電流 Iout1 和 Iout2 可以通過以下公式計算：

Iout1 = [Vout1 -Vout2+(R2 x Ioutload )]/(R1+R2)

Iout2 = Ioutload -Iout1

Vout = Vout1 - (Iout1 x R1)

注意，Iout1 和 Iout2 的公式表示 5 安培或更少負載電流情況下 Iout2 的負電流。由于 ORing 二極管，負電流會被阻住，這就造成 Iout2 的零安培。在電流輸出刻度的另一端，注意最多可以使用 22A 無源均流，超出其中一個 IBC 的最大輸出容量。

另外，表 1 顯示了由于電阻器和 ORing 二極管造成的功率損失，以及對效率的整個影響。從此表可以看出，無源均流遠非完美。由于負載和 1% 標準部件造成的電路限制，在理論上，最差情況下，兩個轉換器之間的共享的 22A 負載的負載共享為 24.4%（基于 0.02 歐姆的衰減電阻器）。但是，這一負載共享是在損失了 4.05% 的效率后取得的。

特別重要的是要知道，我們使用的是最差情況的數字來說明無源均流?；趯嶋H Cpk（Process Capability Index ，處理功能指數）采樣測試數據，TQW14A IBC 的最差情況輸出電壓值為最大 12.098V，最小 11.957V。在允許 ORing 二極管的電壓降落之后，這些值分別可以降至 11.898V 和 11.757V。更為合理的情況應是使用實際 Cpk 采樣測試數據，但其值相當于與平均數的標準偏差。這就會產生最大 12.076V，最小12.006V 的轉換器輸出電壓，分別提供 11.876V 和 11.806V 的 post Oring 二極管值。盡管整個效率大體上仍然沒有變化，但是，使用更為合理輸出電壓值的效果是將均流的準確性提高了 11%，并且在超過轉換器的輸出額定值之前并連的 IBC 現在可以提供高達 25A 的電流。

結論

如果可以承受少量的轉換效率損失，無源均流可以提供能夠滿足增強的板載功率要求，而不必進行重大重新設計的一種低成本方法。盡管我們選擇了通過中間總線使用兩個 IBC 供電的 POL 轉換器來說明這些技術，但這種方法也適合于配合具有嚴格調節(jié)輸出功能的傳統磚型轉換器。

去掉 ORing 二極管會明顯提高整體效率，但應隨時需要保證相當高的最小負載。但是，這種方法并非沒有風險，因為在工作時，轉換器的同步整流階段所使用的 FET 可能會減弱，或送出電流，并且電量可能因此在兩個轉換器之間循環(huán)。

采用無源均流的其它原因還包括：提高 N+1 電源模塊配置的可靠性，保證沒有使用中間電壓總線和負載點轉換器的電路板的更好性能。如果電路板包含了配送很寬的負載，通過使轉換器盡可能接近負載將可以取得較好的調壓效果——也許使用電路板的兩面——并且由于電路板線徑將傳送更少電流，因此可以減少銅芯的數量。