- 開關(guān)電源的小信號模型及環(huán)路設(shè)計
- 平均電流模式控制
- 采用變通的電流模式控制方法
- 采用平均狀態(tài)方程的方法
- 環(huán)路設(shè)計
1引言
設(shè)計一個具有良好動態(tài)和靜態(tài)性能的開關(guān)電源時,控制環(huán)路的設(shè)計是很重要的一個部分。而環(huán)路的設(shè)計與主電路的拓?fù)浜蛥?shù)有極大關(guān)系。為了進(jìn)行穩(wěn)定性分析,有必要建立開關(guān)電源完整的小信號數(shù)學(xué)模型。在頻域模型下,波特圖提供了一種簡單方便的工程分析方法,可用來進(jìn)行環(huán)路增益的計算和穩(wěn)定性分析。由于開關(guān)電源本質(zhì)上是一個非線性的控制對象,因此,用解析的辦法建模只能近似建立其在穩(wěn)態(tài)時的小信號擾動模型,而用該模型來解釋大范圍的擾動(例如啟動過程和負(fù)載劇烈變化過程)并不完全準(zhǔn)確。好在開關(guān)電源一般工作在穩(wěn)態(tài),實踐表明,依據(jù)小信號擾動模型設(shè)計出的控制電路,配合軟啟動電路、限流電路、鉗位電路和其他輔助部分后,完全能使開關(guān)電源的性能滿足要求。開關(guān)電源一般采用Buck電路,工作在定頻PWM控制方式,本文以此為基礎(chǔ)進(jìn)行分析。采用其他拓?fù)涞拈_關(guān)電源分析方法類似。
S導(dǎo)通時,對電感列狀態(tài)方程有L(dil/dt)=Uin-Uo (1)S斷開,D1續(xù)流導(dǎo)通時,狀態(tài)方程變?yōu)長(dil/dt)=-Uo ( 2)
占空比為D時,一個開關(guān)周期過程中,式(1)及式(2)分別持續(xù)了DTs和(1-D)Ts的時間(Ts為開關(guān)周期),因此,一個周期內(nèi)電感的平均狀態(tài)方程為
L(dil/dt)=D(Uin-Uo)+(1-D)(-Uo)=DUin-Uo (3)
穩(wěn)態(tài)時,=0,則DUin=Uo。這說明穩(wěn)態(tài)時輸出電壓是一個常數(shù),其大小與占空比D和輸入電壓Uin成正比。
由于電路各狀態(tài)變量總是圍繞穩(wěn)態(tài)值波動,因此,由式(3)得
L[d(il il'''''''')/dt]=(D+d)(Uin+Uin'''''''')-(Uo+Uo'''''''') (4)
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L(dil''''''''/dt)=DUin''''''''+dUin-Uo'''''''' (5)
由圖1,又有
iL=C(duc/dt)+Uo/R0 (6)
Uo=Uc+ReC(duc/dt) (7)
式(6)及式(7)不論電路工作在哪種狀態(tài)均成立。由式(6)及式(7)可得
iL+ReC(dil/dt)=1/Ro(Uo+CRo(duo/dt)) (8)
式(8)的推導(dǎo)中假設(shè)Re<
式(9)減式(8)得
iL ReC(dil/dt)=1/Ro(Uo+CRo(dUo/dt)) (10)
將式(10)進(jìn)行拉氏變換得
iL(s)=(Uo(s)/Ro)·[(1 sCRo)/(1 sCRe)] (11)
(s)=(11)一般認(rèn)為在開關(guān)頻率的頻帶范圍內(nèi)輸入電壓是恒定的,即可假設(shè)=0并將其代入式(5),將式(5)進(jìn)行拉氏變換得
sLiL''''''''(s)=d(s)Uin-Uo''''''''(s) (12)
由式(11),式(12)得
Uo''''''''(s)/d(s)=Uin[(1 sCRe)/(s2LC s(ReC L/Ro) 1] (13)
iL''''''''(s)/d(s)=[(1 sCRo)/s2LC s(ReC L/Ro) 1]·Uin/Ro (14)
式(13),式(14)便為Buck電路在電感電流連續(xù)時的控制-輸出小信號傳遞函數(shù)。
式(9)減式(8)得
iL ReC(dil/dt)=1/Ro(Uo+CRo(dUo/dt)) (10)
將式(10)進(jìn)行拉氏變換得
iL(s)=(Uo(s)/Ro)·[(1 sCRo)/(1 sCRe)] (11)
(s)=(11)一般認(rèn)為在開關(guān)頻率的頻帶范圍內(nèi)輸入電壓是恒定的,即可假設(shè)=0并將其代入式(5),將式(5)進(jìn)行拉氏變換得
sLiL''''''''(s)=d(s)Uin-Uo''''''''(s) (12)
由式(11),式(12)得
Uo''''''''(s)/d(s)=Uin[(1 sCRe)/(s2LC s(ReC L/Ro) 1] (13)
iL''''''''(s)/d(s)=[(1 sCRo)/s2LC s(ReC L/Ro) 1]·Uin/Ro (14)
式(13),式(14)便為Buck電路在電感電流連續(xù)時的控制-輸出小信號傳遞函數(shù)。
2 電壓模式控制(VMC)
電壓模式控制方法僅采用單電壓環(huán)進(jìn)行校正,比較簡單,容易實現(xiàn),可以滿足大多數(shù)情況下的性能要求,如圖2所示。
圖2中,當(dāng)電壓誤差放大器(E/A)增益較低、帶寬很窄時,Vc波形近似直流電平,并有
D=Vc/Vs (15)
d=Vc''''''''/Vs (16)
式(16)為式(15)的小信號波動方程。整個電路的環(huán)路結(jié)構(gòu)如圖3所示。圖3沒有考慮輸入電壓的變化,即假設(shè)Uin=0。圖3中,(一般為0)及分別為電壓給定與電壓輸出的小信號波動;
KFB=UREF/Uo,為反饋系數(shù);誤差e為輸出采樣值偏離穩(wěn)態(tài)點的波動值,經(jīng)電壓誤差放大器KEA放大后,得;KMOD為脈沖寬度調(diào)制器增益,KMOD=d/=1/Vs;KPWR為主電路增益,KPWR=/d=Uin;KLC為輸出濾波器傳遞函數(shù),KLC=(1 sCRe)/[S2LC s(ReC L/Ro) 1]。
在已知環(huán)路其他部分的傳遞函數(shù)表達(dá)式后,即可設(shè)計電壓誤差放大器了。由于KLC提供了一個零點和兩個諧振極點,因此,一般將E/A設(shè)計成PI調(diào)節(jié)器即可,KEA=KP(1+ωz/s)。其中ωz用于消除穩(wěn)態(tài)誤差,一般取為KLC零極點的1/10以下;KP用于使剪切頻率處的開環(huán)增益以-20dB/十倍頻穿越0dB線,相角裕量略小于90°。
VMC方法有以下缺點:
1)沒有可預(yù)測輸入電壓影響的電壓前饋機(jī)制,對瞬變的輸入電壓響應(yīng)較慢,需要很高的環(huán)路增益;
2)對由L和C產(chǎn)生的二階極點(產(chǎn)生180°的相移)沒有構(gòu)成補(bǔ)償,動態(tài)響應(yīng)較慢。
VMC的缺點可用下面將要介紹的CMC方法克服。
3 平均電流模式控制(AverageCMC)
平均電流模式控制含有電壓外環(huán)和電流內(nèi)環(huán)兩個環(huán)路,如圖4所示。電壓環(huán)提供電感電流的給定,電流環(huán)采用誤差放大器對送入的電感電流給定(Vcv)和反饋信號(iLRs)之差進(jìn)行比較、放大,得到的誤差放大器輸出Vc再和三角波Vs進(jìn)行比較,最后即得控制占空比的開關(guān)信號。圖4中Rs為采樣電阻。對于一個設(shè)計良好的電流誤差放大器,Vc不會是一個直流量,當(dāng)開關(guān)導(dǎo)通時,電感電流上升,會導(dǎo)致Vc下降;開關(guān)關(guān)斷,電感電流下降時,會導(dǎo)致Vc上升。電流環(huán)的設(shè)計原則是,不能使Vc上升斜率超過三角波的上升斜率,兩者斜率相等時就是最優(yōu)。原因是:如果Vc上升斜率超過三角波的上升斜率,會導(dǎo)致Vc峰值超過Vs的峰值,在下個周波時Vc和Vs就可能不會相交,造成次諧波振蕩。
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采用斜坡匹配的方法進(jìn)行最優(yōu)設(shè)計后,PWM控制器的增益會隨占空比D的變化而變,如圖5所示。
d=DV''''''''/Vs (17)
不妨設(shè)電壓環(huán)帶寬遠(yuǎn)低于電流環(huán),則在分析電流環(huán)時Vcv為常數(shù)。當(dāng)Vc的上升斜率等于三角波斜率時,在開關(guān)頻率fs處,電流誤差放大器的增益GCA為
GCA[d(iLRs)/dt]=GCA(Vo/L)Rs=Vsfs (18)
GCA=Vc''''''''/(iL''''''''Rs)=VsfsL/(UoRs) (19)
高頻下,將式(14)分子中的“1”和分母中的低階項忽略,并化簡,得
iL''''''''(s)=[d(s)Uin]/sL (20)
由式(17)及式(20)有
(iL''''''''Rs)/Vc''''''''=[Rsd(s)Uin/(sL)]/[d(s)Vs/D]=(RsUinD)/(sLVs) (21)
將式(19)與式(21)相乘,得整個電流環(huán)的開環(huán)傳遞函數(shù)為
(RsUinD/sLVs)·(VsfsL)/(UoRs)=fs/s (22)
將s=2πfc代入上式,并令上式等于1時,可得環(huán)路的剪切頻率fc=fs/(2π)。因此,可將電流環(huán)等效為延時時間常數(shù)為一個開關(guān)周期的純慣性環(huán)節(jié),如圖6所示。顯然,當(dāng)電流誤差放大器的增益GCA小于最優(yōu)值時,電流響應(yīng)的延時將會更長。
GCA中一般要在fs處或更高頻處形成一個高頻極點,以使fs以后的電流環(huán)開環(huán)增益以-40dB/dec的斜率下降,這樣雖然使相角裕量稍變小,但可以消除電流反饋波形上的高頻毛刺的影響,提高電流環(huán)的抗干擾能力。低頻下一般要加一個零點,使電流環(huán)開環(huán)增益變大,減小穩(wěn)態(tài)誤差。
整個環(huán)路的結(jié)構(gòu)如圖7所示。其中KEA,KFB定義如前??梢娤鄬MC而言(參見圖3),平均CMC消除了原來由濾波電感引起的極點(新增極點fs很大,對電壓環(huán)影響很?。瑢h(huán)路校正成了一階系統(tǒng),電壓環(huán)增益可以保持恒定,不隨輸入電壓Vin而變,外環(huán)設(shè)計變得更加容易。
4 峰值電流模式控制(PeakCMC)
平均CMC由于要采樣濾波電感的電流,有時顯得不太方便,因此,實踐中經(jīng)常采用一種變通的電流模式控制方法,即峰值CMC,如圖8所示。電壓外環(huán)輸出控制量(Vc)和由電感電流上升沿形成的斜坡波形(Vs)通過電壓比較器進(jìn)行比較后,直接得到開關(guān)管的關(guān)斷信號(開通信號由時鐘自動給出),因此,電壓環(huán)的輸出控制量是電感電流的峰值給定量,由電感電流峰值控制占空比。
峰值CMC控制的是電感電流的峰值,而不是電感電流(經(jīng)濾波后即負(fù)載電流),而峰值電流和平均電流之間存在誤差,因此,峰值CMC性能不如平均CMC。一般滿載時電感電流在導(dǎo)通期間的電流增量設(shè)計為額定電流的10%左右,因此,最好情況下峰值電感電流和平均值之間的誤差也有5%,負(fù)載越輕誤差越大,特別是進(jìn)入不連續(xù)電流(DCM)工作區(qū)后誤差將超過100%,系統(tǒng)有時可能會出現(xiàn)振蕩現(xiàn)象。在剪切頻率fc以下,由圖6可知平均CMC的電流環(huán)開環(huán)增益可升到很高(可以>1000),電流可完全得到控制,但峰值CMC的電流環(huán)開環(huán)增益只能保持在10以內(nèi)不變(峰值電流和平均值之間的誤差引起),因此,峰值CMC更適用于滿載場合。
峰值CMC的缺點還包括對噪音敏感,需要進(jìn)行斜坡補(bǔ)償解決次諧波振蕩等問題。但由于峰值CMC存在逐周波限流等特有的優(yōu)點,且容易通過脈沖電流互感器等簡單辦法復(fù)現(xiàn)電感電流峰值,因此,它在Buck電路中仍然得到了廣泛應(yīng)用。
5 結(jié)語
采用平均狀態(tài)方程的方法可以得到Buck電路的小信號頻域模型,并可依此進(jìn)行環(huán)路設(shè)計。電壓模式控制、平均電流模式控制和峰值電流模式控制方法均可用來進(jìn)行環(huán)路設(shè)計,各有其優(yōu)缺點,適用的范圍也不盡相同。