- 探究交叉級聯(lián)正激式同步整流拓樸實現(xiàn)DC-DC變換器
- 了解交叉級聯(lián)正激變換原理
- 采用同步整流技術(shù)
- 采用功率 MOSFET實施SR
1 概述
DC-DC變換器是開關(guān)電源的核心組成部份,常用的正激式和反激式電路拓樸。常規(guī)正激式變換器的功率處理電路只有一級,存在MOSFET功率開關(guān)電壓應(yīng)力大,特別是當(dāng)二次側(cè)采用自偏置同步整流方式,輸入電壓變化范圍較寬,如輸入電壓為75V時,存在柵極偏置電壓過高,甚至有可能因柵壓太高而損壞同步整流MOSFET的危險。而且當(dāng)輸出電流較大時,輸出電感上的損耗將大大增加,嚴(yán)重地影響了效率的提升。使用交叉級聯(lián)正激式同步整流變換電路,不但輸出濾波電感線圈可省去,實現(xiàn)高效率、高可靠DC-DC變換器,達到最佳同步整流效果。
2 基本技術(shù)
2.1交叉級聯(lián)正激變換原理
交叉 級聯(lián)變換的拓樸如圖1所示,前級用于穩(wěn)壓,后級用于隔離的兩級交叉級聯(lián)的正激變換器組成的同步降壓變換器。為了實現(xiàn)寬輸入電壓范圍及隔離級恒定的電壓輸入,前后兩級正激變換都應(yīng)在最佳的目標(biāo)下工作,從而確保由它所組成的高效率同步降壓變換器能接收整個35-75V通信用輸入電壓范圍,并將它變換為嚴(yán)格調(diào)整的中間25V總線電壓。實際中間總線電壓由隔離級的需要預(yù)置,取決于隔離級的變比。中間電壓較高時,可以采用較小的降壓電感值和較低的電感電流,因而損耗也少。整個降壓級的占空比保持在30^’60%,可協(xié)助平衡前后兩級正激變換的損耗。為使性能最佳,并使開關(guān)損耗降至最小,開關(guān)頻率的典型值為240k-300kHz;由于使用低通態(tài)電阻(RDS(on))的MOSFET,導(dǎo)通損耗比較小。傳統(tǒng)的單級變換器主開關(guān)必需使用至少200V以上的MOSFET,其RDS(on)等參數(shù)顯著增加,必然意味著損耗增加,效率下降。交叉級聯(lián)正激變換拓撲的簡化原理圖如圖所示。 2.2同步整流技術(shù)
眾所 周知,普通二極管的正向壓降為1V,肖特基二極管的正向壓降為0.5V,采用普通二極管和肖特基二極管作整流元件,大電流情況下,整流元件自身的功耗非??捎^。相比之下,如果采用功率MOSFET作整流元件,則當(dāng)MOSFET的柵源極施加的驅(qū)動電壓超過其閩值電壓,MOSFET即進入導(dǎo)通狀態(tài),無論從漏極到源極或從源極到漏極,均可傳導(dǎo)電流。導(dǎo)通電流在MOSFET上產(chǎn)生的壓降僅與MOSFET的溝道電阻成比例關(guān)系,n個MOSFET并聯(lián)時,壓降可降為單個MOSFET的1/ n。因此,理論上由整流元件壓降產(chǎn)生的損耗可人為的降到最小。同步整流(SynchronousRectify,縮寫為SR)正是利用MOSFET等有源器件的這種特性進行整流的一項技術(shù)。
采用功率 MOSFET實施SR的主要損耗為:
導(dǎo)通損耗: 開通損耗: 關(guān)斷損耗: 驅(qū)動損耗: [page]
式中 I 為 正向電流有效值,RDS(on)為通態(tài)電阻,fS為開關(guān)頻率,CGSS為輸入電容,Coss為輸出電容,D為占空比??梢?,正向?qū)〒p耗與RDS(on)成正比。不同VDS的MOSFET, RDS(on)往往可相差幾個數(shù)量級,所以相同電路拓撲中采用100V MOSFET的損耗比采用200VMOSFET明顯要低??紤]到低VDS的MOSFET比高VDS MOSFET的Coss要小,據(jù)關(guān)斷損耗式,表明低VDSMOSFET的關(guān)斷損耗也小。驅(qū)動損耗式為開關(guān)過程中輸入電容充放電引起的損耗,該損耗與柵一源驅(qū)動電壓的平方成正比。由于采用了兩級變換器,對隔離級來說,因穩(wěn)壓級己經(jīng)將較寬的輸入電壓穩(wěn)在固定的中間總線電壓上,變壓器的變比可以達到最佳。
MOSFET的正向通態(tài)電阻RDS(on)以及輸入電容是固定的,驅(qū)動損耗只與驅(qū)動電壓的平方成正比關(guān)系??傊?,采用兩級變換器可使正向?qū)〒p耗,驅(qū)動損耗等減到最小程度。此外,交叉級聯(lián)正激變換電路拓撲中,輸出級同步整流MOSFET所需電壓僅為輸出電壓的兩倍,再加上1.2倍的保險系數(shù),器件的耐壓只是輸出電壓的2.4倍,遠小于傳統(tǒng)單級變換器解決方案需要達到輸出電壓4-10倍的要求。這樣采用交叉級聯(lián)正激變換電路拓撲的兩級變換器,便可使用低壓、低RDS(on,的MOSFET來實現(xiàn)極低的輸出級導(dǎo)通損耗。兩級變換器還采用了并聯(lián)MOSFET的輸出,得到更低的RDS(on)以及更低的損耗。在系統(tǒng)整體設(shè)計的時候,只要元件熱分布合理,裝置的使用壽命和可靠性必將有極大提高。
由圖可見,交叉級聯(lián)正激變換電路拓撲的二次側(cè)沒有輸出濾波電感線圈,單級式變換器則必須有輸出濾波電感線圈。單級變換器設(shè)計時必須兼顧輸出濾波電感中電流的斷續(xù)模式(DCM)和連續(xù)模式(CCM),電感值的選定不但理論計算復(fù)雜,而且需要實驗校驗。交叉級聯(lián)正激變換電路拓撲中的隔離級采用電流前饋技術(shù),輸出濾波電感不需要流過全部輸出電流。特別是對低壓大電流輸出而言,輸出級不會因輸出電流的增加而發(fā)生難以預(yù)料的變化,這是該電路拓樸的主要優(yōu)點。因此,當(dāng)系統(tǒng)設(shè)計需按比例變化,特別是按輸出電壓及輸出電流變化時由于輸出電流的變化在一次側(cè)隔離級的輸入電流中已有反映,亦即所謂電流前饋,這樣濾波電感線圈的損耗大大降低,從而也提高了變換器的效率。
3 設(shè)計實例和實驗結(jié)果
應(yīng)用 上 述 設(shè)計思路,我們設(shè)計了一臺用于通信設(shè)備的DC -DC半磚電源。具體技術(shù)指標(biāo)如下:輸入 電壓 DC3 5-75V:輸出電壓DC3 .3V/30A;輸出功率100W;效率92% (TYPICA );電壓調(diào)整率士0.1%;負載調(diào)整率士0.1%;隔離電壓1 500V,,5;保護要求是過壓、過流、過溫等。
圖 3所 示 為采用交叉級聯(lián)正激變換電路設(shè)計的通信設(shè)備專用DC-DC半磚電源原理圖。工作原理如下,R,, R2. D,, Q,, D:和C:組成自舉啟動電路,得到啟動電壓Vc分別給ICI,I C2和IC3供電。電路啟動后,T,的輔助繞組經(jīng)D3整流,C3平滑濾波后為IC提供電壓VD,因VD電壓高于Vc,二極管D2反偏,Q、的供電關(guān)閉,達到啟動電路無功耗的目的。IC:的腳6輸出方波信號,一路直接送到ICl的腳5,另一路經(jīng)Q2倒相后送到IC:的腳6作為IC,的輸入信號。IC,的腳3和腳8輸出相位相差180“的方波脈沖信號,分別驅(qū)動MOSFETQ 31 Q 4- Q3" Q 4" L 2等組成高效率的同步降壓級,降壓級的占空比保持在30-60%. IC3.Qs"Q6"T.等組成交叉級聯(lián)正激式隔離級,達到DC-DC最終的輸出電壓。馬、DS為變壓器T,的磁復(fù)位繞組。由于降壓級已將變化范圍較寬的輸入電壓嚴(yán)密調(diào)整為中間總線電壓,因此隔離級不需調(diào)壓。交叉級聯(lián)正激變換器都工作在50%的占空比,可以采用VDS為100V的MOSFET. Q7, Q:等組成自偏置式同步整流電路,因隔離級的輸出電壓是固定的,所以同步整流MOSFET漏極的輸入電壓也是固定的,占空比也為50%,可以使用VDS很低的MOSFET(本例中采用的是VDS為12V的MOSFET,損耗最低)因功耗引起的發(fā)熱問題均可以方便解決。因輸入電壓固定,多出電壓時,能夠方便地實現(xiàn)高電壓調(diào)整率和高負載調(diào)整率,單級變換器很難做到此點。其他電路功能(如過流、過壓、過溫度保護等)不再一一闡述。經(jīng)測量該電路的工作效率約在92%左右,達到預(yù)定的設(shè)計要求,并且調(diào)試較簡單,為今后的批量生產(chǎn)奠定了基礎(chǔ)。
4 結(jié)束語
交叉級聯(lián)正激式變換器,電路組成稍微復(fù)雜,但能平坦分配各級損耗達到整體功耗最小,從而可在更高的環(huán)境溫度下工作。較低的功耗,意味著更高的效率;工作環(huán)境溫度高,意味著散熱處理能力強和輸出電流大。而可用輸出電流成本的降低,預(yù)示著系統(tǒng)長期可靠性會更好。我們的實踐表明交叉級聯(lián)正激式同步整流拓樸確實是一種非常有前景的功率變換結(jié)構(gòu)。各項指標(biāo)優(yōu)于相同的單級變換器。