【導(dǎo)讀】這篇微信文章,其實(shí)構(gòu)思已久。為了有所鋪墊,已在2020和2021發(fā)布了兩篇基礎(chǔ)篇。2022,讓我們?cè)俅瘟牧脑赟iC單管并聯(lián)中的寄生導(dǎo)通問(wèn)題。
這篇微信文章,其實(shí)構(gòu)思已久。為了有所鋪墊,已在2020和2021發(fā)布了兩篇基礎(chǔ)篇:
● 2020《仿真看世界之SiC單管的寄生導(dǎo)通現(xiàn)象》
● 2021《仿真看世界之SiC MOSFET單管并聯(lián)均流特性》
2022,讓我們?cè)俅瘟牧脑赟iC單管并聯(lián)中的寄生導(dǎo)通問(wèn)題。
特別提醒:仿真只是工具,仿真無(wú)法替代實(shí)驗(yàn),仿真只供參考。
在展開(kāi)仿真的宏大序章之前,我們不妨先回顧之前的一些小結(jié)論:
2020《仿真看世界之SiC單管的寄生導(dǎo)通現(xiàn)象》
● 機(jī)理澄清:寄生導(dǎo)通現(xiàn)象來(lái)自米勒電容和源極電感的綜合影響。
● 封裝影響:事物皆有兩面。TO247-3封裝內(nèi)的功率源極電感也處于驅(qū)動(dòng)回路中,導(dǎo)致封裝內(nèi)外Vgs波形差異容易引起誤判,同時(shí)增加了開(kāi)關(guān)損耗,但是好處是降低了開(kāi)關(guān)速度和di/dt,客觀上也削弱了源極電感對(duì)寄生導(dǎo)通的風(fēng)險(xiǎn)。TO247-4封裝的開(kāi)爾文結(jié)構(gòu),解耦了功率回路與驅(qū)動(dòng)回路的源極電感,封裝內(nèi)外Vgs一致(表里如一),雖然減少了開(kāi)關(guān)損耗,但是增加了開(kāi)關(guān)速度和di/dt,這在客觀上也加劇了源極電感對(duì)寄生導(dǎo)通的風(fēng)險(xiǎn)。總的來(lái)說(shuō),TO247-4還是更優(yōu)的選擇。
2021《仿真看世界之SiC MOSFET單管并聯(lián)均流特性》
● 在TO247-4pin的SiC單管并聯(lián)的均流特性仿真中,主回路的源極電感Lex,對(duì)器件均流的影響最為顯著,同時(shí)還會(huì)形成源極的環(huán)流。
● 由源極電感Lex引起的器件均流差異,用輔助源極電阻Rgee和門級(jí)電容Cgs去補(bǔ)救,其收效有限。因此,在SiC并聯(lián)布局初始,一定要盡可能保證源極電感Lex一致。
為了搞清楚SiC單管并聯(lián)中的寄生導(dǎo)通問(wèn)題,我們將繼續(xù)通過(guò)仿真,層層深入:
● SiC單管并聯(lián)中的寄生導(dǎo)通與源極環(huán)流的關(guān)系
● 既然“源極環(huán)流擋不住”,我們又該何去何從?
01 選取仿真研究對(duì)象
SiC MOSFET: IMZ120R045M1(1200V/45mΩ)、
TO247-4pin、兩并聯(lián)
Driver IC:
1EDI40I12AF、單通道、磁隔離、
驅(qū)動(dòng)電流±4A(min)
02 仿真電路Setup
如圖1所示,基于雙脈沖的思路,搭建雙管并聯(lián)的主回路和驅(qū)動(dòng)回路,并設(shè)置相關(guān)雜散參數(shù),環(huán)境溫度為室溫。
1. 外部主回路
直流源800Vdc、母線電容Capacitor(含寄生參數(shù))、母線電容與半橋電路之間的雜散電感Ldc_P和Ldc_N、雙脈沖電感Ls_DPT
2. 并聯(lián)主回路
整體為半橋結(jié)構(gòu),雙脈沖驅(qū)動(dòng)下橋SiC MOSFET,與上橋的SiC MOSFET Body Diode進(jìn)行換流。下橋?yàn)镼11和Q12兩顆IMZ120R045M1,經(jīng)過(guò)各自發(fā)射極(源極)電感Lex_Q11和Lex_Q12,以及各自集電極(漏極)電感Lcx_Q11和Lcx_Q12并聯(lián)到一起;同理上橋的Q21和Q22的并聯(lián)結(jié)構(gòu)也是類似連接。
3.并聯(lián)驅(qū)動(dòng)回路
基于TO247-4pin的開(kāi)爾文結(jié)構(gòu),功率發(fā)射極與信號(hào)發(fā)射級(jí)可彼此解耦,再加上1EDI40I12AF這顆驅(qū)動(dòng)芯片已配備OUTP與OUTN管腳,所以,每個(gè)單管的驅(qū)動(dòng)部分都有各自的Rgon、Rgoff和Rgee(輔助源極電阻),進(jìn)行兩并聯(lián)后與驅(qū)動(dòng)IC的副邊相應(yīng)管腳連接。
4. 驅(qū)動(dòng)部分設(shè)置
通過(guò)調(diào)整驅(qū)動(dòng)IC副邊電源和穩(wěn)壓電路,調(diào)整門級(jí)電壓Vgs=+15V和Vgs=0V~-3V,然后設(shè)置門極電阻Rgon、Rgoff,和輔助源極電阻Rgee默認(rèn)設(shè)為0Ω(1pΩ),外加單管門極與驅(qū)動(dòng)IC之間的PCB走線電感Lgon/Lgoff/Lgee等。
圖1.SiC MOSFET并聯(lián)(驅(qū)動(dòng)一推二)的雙脈沖仿真Setup示意圖
03 SiC單管并聯(lián)中的寄生導(dǎo)通與源極環(huán)流的關(guān)系
在仿真之前,將圖1適當(dāng)變換到圖2,再結(jié)合TO247-4開(kāi)爾文Pin的結(jié)構(gòu),讓大家看清楚所謂的源極環(huán)流位置。綠色Loop TOP1/2為并聯(lián)上管的環(huán)路,藍(lán)色Loop BOT1/2為并聯(lián)下管的環(huán)路。以并聯(lián)上管的Loop TOP為例,Loop TOP1主要由主功率的封裝外部源極電感Lex、封裝內(nèi)部源極電感(圖中未畫出)和輔助源極電感Lgee等組成,Loop TOP2主要由驅(qū)動(dòng)門級(jí)電阻Rg和電感Lg以及輔助源極電阻Rgee和電感Lgee等構(gòu)成。不難想見(jiàn),只要有一點(diǎn)主回路的源極電感Lex或電流di/dt差異的“風(fēng)吹草動(dòng)”,都會(huì)被放大并投射到對(duì)應(yīng)的環(huán)路中,直接或間接影響并聯(lián)器件內(nèi)部的門級(jí)Vgs電壓。
圖2.由圖1變換的并聯(lián)上管和下管的環(huán)路示意圖
具體過(guò)程,我們通過(guò)仿真舉例分析:[下管雙脈沖,上管關(guān)斷]
門級(jí)設(shè)置Vgs=+15V/-3V,Q1和Q2的并聯(lián)源極電感先設(shè)為8nH,然后再將Q11和Q21的Lex電感改為5nH,如圖3所示,制造并聯(lián)的源極電感Lex的差異,看開(kāi)關(guān)波形的變化。
圖3.并聯(lián)仿真的電感與電阻設(shè)置
圖4.關(guān)斷過(guò)程仿真波形
如圖4所示:關(guān)斷過(guò)程的仿真波形,虛線為并聯(lián)支路的源極電感Lex皆為8nH的波形,實(shí)線為并聯(lián)支路其中Q11和Q21的Lex=5nH后的波形。
圖5.開(kāi)通過(guò)程仿真波形
如圖5所示:開(kāi)通過(guò)程的仿真波形,虛線為并聯(lián)支路的源極電感Lex皆為8nH的波形,實(shí)線為并聯(lián)支路其中Q11和Q21的Lex=5nH后的波形。
由上述開(kāi)關(guān)過(guò)程的仿真可知,源極電感除了對(duì)自身Q11/Q12的Id和Esw特性,還會(huì)顯著影響對(duì)管Q21/Q22 的Vgs電壓尖峰(undershoot和overshoot),尤其是overshoot的部分,如圖5所示,不僅將Q21/Q22的Vgs電壓尖峰抬高了2V,同時(shí)還引起了Vgs的持續(xù)振蕩。
為了驗(yàn)證源極環(huán)流對(duì)上述overshoot的惡劣影響,我們又增加了一組仿真,將上管并聯(lián)的驅(qū)動(dòng)方式,由一驅(qū)二,改為單獨(dú)一驅(qū)一,下管維持不變,以此切斷上管并聯(lián)的環(huán)路,如圖6所示:
圖6.上管改為單獨(dú)一驅(qū)一的并聯(lián)驅(qū)動(dòng)方式
圖7.僅上管改為單獨(dú)一驅(qū)一的并聯(lián)驅(qū)動(dòng)方式后的開(kāi)通波形
圖7中,虛線為并聯(lián)支路的源極電感Lex皆為8nH的波形,實(shí)線為并聯(lián)支路其中Q11和Q21的Lex=5nH,且Q12和Q12的Lex=8nH的波形。源極電感Lex的差異,在獨(dú)立驅(qū)動(dòng)的模式下,幾乎沒(méi)有抬高overshoot電壓尖峰。對(duì)比圖5和圖7,當(dāng)切斷上管的源極環(huán)路之后,overshoot波形的尖峰和振蕩都得到了明顯的改善。
為了進(jìn)一步對(duì)比說(shuō)明,再補(bǔ)充一組上下管的并聯(lián)都改為單獨(dú)驅(qū)動(dòng)的仿真與波形,如圖8和圖9所示:
圖8.上下管皆為單獨(dú)一驅(qū)一的并聯(lián)驅(qū)動(dòng)方式
圖9 上下管皆為單獨(dú)一驅(qū)一的并聯(lián)驅(qū)動(dòng)方式的開(kāi)通波形
圖9中,虛線為并聯(lián)支路的源極電感Lex皆為8nH的波形,實(shí)線為并聯(lián)支路其中Q11和Q21的Lex=5nH,且Q12和Q12的Lex=8nH的波形。波形結(jié)論與圖7類似,由于下管也采用獨(dú)立的并聯(lián)驅(qū)動(dòng)模式,下管的電流均流和損耗差異也得到了非常好的控制。
因此,綜合上述的仿真波形對(duì)比與分析可知:在SiC單管并聯(lián)時(shí),由于并聯(lián)電路中源極回路的存在,當(dāng)源極電感Lex有差異時(shí),就會(huì)引起形成源極環(huán)流,抬高overshoot電壓尖峰,進(jìn)一步增加了Vgs寄生導(dǎo)通的風(fēng)險(xiǎn)。與此同時(shí),該源極環(huán)流,也會(huì)對(duì)自身Vgs產(chǎn)生影響,進(jìn)而影響電流Id的均流和損耗Esw的差異。
04 既然“源極環(huán)流擋不住”,我們又該何去何從?
由上可知,在SiC單管的并聯(lián)應(yīng)用中,無(wú)論是均流還是寄生導(dǎo)通的惡化,都是源極回路和環(huán)流“惹的禍”,尤其在普遍的一驅(qū)多的并聯(lián)方式下,幾乎“無(wú)處可逃”。那么在實(shí)際應(yīng)用中,既然“源極環(huán)流擋不住”,我們又該何去何從,將寄生導(dǎo)通風(fēng)險(xiǎn)降低呢?
策略1
盡可能做到Lex電感的對(duì)稱
在并聯(lián)的PCB布局或母排設(shè)計(jì)時(shí),盡可能做到器件外部源極電感的對(duì)稱性。對(duì)于復(fù)雜的多并聯(lián)Case,可利用有限元的工具(如Q3D)進(jìn)行雜散電感提取以輔助優(yōu)化設(shè)計(jì)。
策略2
增加一些抑制與補(bǔ)救的措施
我們先通過(guò)仿真看下幾種常見(jiàn)措施的效果:
○ 采用單獨(dú)驅(qū)動(dòng)模式
單獨(dú)驅(qū)動(dòng)模式,相比一驅(qū)二的驅(qū)動(dòng)方式,可以從根本上切斷源極環(huán)路,將源極環(huán)流與寄生導(dǎo)通徹底解耦(如圖8和圖9所示),但也存在一些不足:例如,多個(gè)驅(qū)動(dòng)IC導(dǎo)致成本上升,不同驅(qū)動(dòng)IC的輸出延遲時(shí)間差異導(dǎo)致驅(qū)動(dòng)不同步等,尤其對(duì)于SiC這樣的高速器件,尤須謹(jǐn)慎。
○ 適當(dāng)增加門級(jí)Cgs電容
圖10.增加門級(jí)Cgs電容的仿真Setup參數(shù)設(shè)置
仿真Setup參數(shù)設(shè)置如圖10所示,令并聯(lián)Lex的差異為5nH和8nH,觀察增加門級(jí)Cgs電容前后的開(kāi)通波形變化,如圖11所示:虛線為無(wú)Cgs電容,實(shí)線為有Cgs電容的開(kāi)通波形。
圖11.門級(jí)增加2.2nF電容前后的開(kāi)通波形對(duì)比
由上,可以看到Cgs以降低開(kāi)通速度,增加Eon損耗為代價(jià),將上管Vgs的overshoot電壓尖峰從2V降低到0V,同時(shí)也大幅降低了Vgs電壓振蕩,對(duì)于寄生導(dǎo)通的抑制效果還是不錯(cuò)的(但是對(duì)于Eon并聯(lián)差異的影響幾乎沒(méi)有)。
○ 合理搭配輔助源極電阻電感
圖12.設(shè)置輔助源極電阻Rgee參數(shù)舉例1
仿真Setup參數(shù)設(shè)置如圖12和14所示,令并聯(lián)Lex的差異為5nH和8nH,觀察配置了輔助源極電阻Rgee前后的開(kāi)通波形變化。其中圖13:虛線為無(wú)Rgee,實(shí)線為有Rgee后的開(kāi)通波形,輔助源極電阻Rgee反而推高了overshoot電壓;圖15為優(yōu)化輔助源極電感Lgee前后的開(kāi)通波形,虛線為L(zhǎng)gee=20nH,實(shí)線為L(zhǎng)gee=5nH,電感降低可以適當(dāng)降低overshoot電壓尖峰。
圖13.增加輔助源極電阻前后的開(kāi)通波形對(duì)比1
圖14.優(yōu)化輔助源極電感Lgee參數(shù)舉例2
圖15.優(yōu)化輔助源極電感Lgee參數(shù)前后的開(kāi)通波形對(duì)比2
如果適當(dāng)增加輔助源極電阻與門級(jí)電阻比例,效果如何呢?這里又補(bǔ)充了一組仿真對(duì)比,如圖16和17所示,從波形來(lái)看,基本與之前的兩組仿真結(jié)果類似。
圖16.增加輔助源極電阻Rgee和電感Lgee參數(shù)舉例3
圖17.增加輔助源極電阻Rgee和電感Lgee前后的開(kāi)通波形對(duì)比3
結(jié)合上述仿真波形可知,輔助源極電阻Rgee和電感Lgee對(duì)于開(kāi)通時(shí)刻的寄生導(dǎo)通抑制效果一般,甚至Lgee電感控制不好,還會(huì)抬高overshoot電壓尖峰,增加并聯(lián)寄生導(dǎo)通的風(fēng)險(xiǎn),同時(shí)對(duì)于Eon差異也是無(wú)所助益。
○ 采用帶米勒鉗位的驅(qū)動(dòng)IC
為了顯出米勒鉗位的影響,我們對(duì)參數(shù)(Rg和Vgs電壓)進(jìn)行了適當(dāng)微調(diào),同時(shí)選擇了英飛凌1EDI30I12MF(含米勒鉗位功能),設(shè)置驅(qū)動(dòng)電壓Vgs=15V/0V,如下圖18和19所示:
圖18.米勒鉗位仿真的參數(shù)設(shè)置
圖19.米勒鉗位仿真的電路示意圖(上管部分)
圖20.使能米勒鉗位前后的開(kāi)通仿真波形
(米勒鉗位回路電感Lx_clamp=2nH)
圖21.米勒回路電感Lx_clamp從2nH到5nH前后的鉗位效果仿真對(duì)比
結(jié)合圖20和圖21中的波形可知,米勒鉗位能一定程度抑制并聯(lián)時(shí)的overshoot電壓尖峰,但是無(wú)法控制Vgs振蕩,同時(shí)需要控制好米勒鉗位回路中寄生電感大小,稍微大一些,也可能導(dǎo)致抑制效果減半,甚至變的更差。
○ 在門級(jí)增加共模電感
門級(jí)增加共模電感的相關(guān)參數(shù)設(shè)置和電路,如下圖22所示:驅(qū)動(dòng)電壓Vgs=15V/0V
圖22.門級(jí)增加共模電感仿真參數(shù)舉例
圖23.門級(jí)增加共模電感仿真電路示意圖
圖24.增加門級(jí)共模電感前后仿真的開(kāi)通波形
由圖24的波形所示,在增加門級(jí)共模電感(uH級(jí))前后,虛線為無(wú)共模電感,實(shí)線為增加了共模電感,可以明顯看到門級(jí)共模電感不僅可以顯著改善overshoot的Vgs電壓尖峰和振蕩,還能有效控制均流和縮小Eon的差異,效果非常好。
○ 在功率源極增加耦合電感
功率源極增加耦合電感的仿真相關(guān)參數(shù)設(shè)置和電路,如下圖所示:驅(qū)動(dòng)電壓Vgs=15V/0V
圖25.功率源極增加耦合電感仿真參數(shù)舉例
圖26.功率源極增加耦合電感電路示意圖
圖27.功率源極增加耦合電感前后的仿真開(kāi)通波形
由圖27所示,功率源極增加耦合電感(uH級(jí)別)后,無(wú)論是Vgs的overshoot的電壓尖峰還是并聯(lián)的電流差異,都得到了幾乎完美的解決!
05 SiC單管并聯(lián)中的寄生導(dǎo)通問(wèn)題小結(jié)
綜合上述的仿真分析,大致結(jié)論如下圖28所示:
圖28.SiC單管并聯(lián)中的寄生導(dǎo)通問(wèn)題小結(jié)
來(lái)源:英飛凌,作者:張浩
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