【導(dǎo)讀】許多系統(tǒng)設(shè)計(jì)人員使用Σ-Δ型ADC和RTD（電阻式溫度檢測器）進(jìn)行溫度測量，但實(shí)現(xiàn)ADC數(shù)據(jù)手冊中規(guī)定的高性能時(shí)有困難。例如，一些設(shè)計(jì)人員可能只能從16位至18位ADC獲得12至13個(gè)無噪聲位。本文介紹的前端技術(shù)能夠使設(shè)計(jì)人員在其系統(tǒng)設(shè)計(jì)中獲得16個(gè)以上的無噪聲位。
在比率式測量中使用RTD有一定優(yōu)勢，因?yàn)樗芟?lì)電流源的精度和漂移等誤差源。下面是4線RTD比率式測量的典型電路。4線式配置的優(yōu)勢是可消除由引腳電阻產(chǎn)生的誤差。
圖1. 4線RTD比率式測量電路。
我們可以從上述電路推導(dǎo)出下面兩個(gè)公式：
當(dāng)ADC工作在雙極性差分模式時(shí)，計(jì)算RTD電阻(RRTD)的通用表達(dá)式如下所示：
其中：
CodeRTD為ADC碼。
CodeADC_Fullscale為ADC滿量程代碼。
RTD的測量電阻值理論上僅與基準(zhǔn)電阻的精度和漂移相關(guān)。 通常，RREF為精確的低漂移電阻，精度為0.1%。
當(dāng)工程師使用此類電路設(shè)計(jì)產(chǎn)品時(shí)，他們會在模擬輸入和外部基準(zhǔn)電壓源引腳前添加一些電阻和電容，以獲得低通濾波和如圖2所示的過電壓保護(hù)。在本文中，我們將展示選擇合適的電阻和電容以獲得更好的噪聲性能時(shí)應(yīng)該考慮的因素。
圖2. 典型4線RTD比率式測量電路。
從圖2中可以看出，R1、R2、C1、C2和C3用作為差分和共模電 壓信號提供衰減的一階低通RC濾波器。R1和R2的值應(yīng)相同， C1和C2的值也選擇相同的值。同樣，R3、R4、C4、C5和C6用 作參考路徑的低通濾波器。
共模低通RC 濾波器
圖3所示為共模低通濾波器等效電路。
圖3. 共模低通濾波器。
因?yàn)閍點(diǎn)的共模電壓等于b點(diǎn)的電壓，所以沒有電流流過C3。 因此，共模截止頻率可表示為：
差分模式低通RC 濾波器
為了更好地理解差分信號的低通RC濾波器截止頻率，可將圖 4中的C3電容視作圖5中的兩個(gè)獨(dú)立電容：Ca和Cb。
圖4. 差分模式低通濾波器。
圖5. 差分模式低通濾波器等效電路。
圖5中，差分模式截止頻率為：
通常，C3的值是Ccm的值的10倍。這是為了降低C1和C2不一致 產(chǎn)生的影響。例如，如圖6所示，ADI電路筆記CN-0381中使 用模擬前端設(shè)計(jì)時(shí)，差分信號的截止頻率約為800 Hz，共模 信號的截止頻率約為16 kHz。
圖6. 使用AD7124進(jìn)行RTD測量的模擬輸入配置。
電阻和電容考慮
除了作為低通濾波器的一部分外，R1和R2還可提供過電壓保 護(hù)。如果圖6中的 AD7124-4 AIN引腳前使用的是3 kΩ電阻，則最高可保護(hù)30 V接線錯(cuò)誤。不建議在AIN引腳前使用更大的電阻，原因有二。第一，它們將產(chǎn)生更大的熱噪聲。第二，AIN引腳具有輸入電流，電流將流經(jīng)這些電阻并引入誤差。這些輸入電流的大小不是恒定值，不匹配的輸入電流將產(chǎn)生噪聲，并且噪聲將隨電阻值增大而增大。
電阻和電容值對確定最終電路的性能至關(guān)重要。設(shè)計(jì)人員需要理解其現(xiàn)場要求，并根據(jù)上述公式計(jì)算電阻和電容值。對于具有集成激勵(lì)電流源的ADI Σ-Δ型ADC器件和精密模擬微控 制器，建議在AIN和基準(zhǔn)電壓源引腳前使用相同的電阻和電容值。這種設(shè)計(jì)可確保模擬輸入電壓始終與基準(zhǔn)電壓成比例， 并且激勵(lì)電流的溫度漂移和噪聲所引起的模擬輸入電壓的任何誤差，都可通過基準(zhǔn)電壓的變化予以補(bǔ)償。
用比率式測量法測得的ADuCM360 噪聲性能
ADuCM360是完全集成的3.9 kSPS、24位數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)，在單芯片上集成雙路高性能多通道Σ-Δ型ADC、32位ARM® Cortex®-M3處理器和Flash/EE存儲器。同時(shí)還集成了可編程增益儀表放大器、精密帶隙基準(zhǔn)電壓源、可編程激勵(lì)電流源、靈活的多路復(fù)用器以及其它許多特性。它可與電阻式溫度傳感器直接連接。
使用ADuCM360進(jìn)行RTD測量時(shí)，REF–引腳通常接地，因此圖2中的R4和C5無電流通過，可將其移除。C4和C6并聯(lián)一起。 由于C4遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于C6，因此可忽略。最后便可得到簡單的模擬 前端電路，如圖7所示。
圖7. 用于RTD測量的ADuCM360模擬前端電路。
表1列出了模擬和參考輸入路徑前具有匹配和不匹配濾波器時(shí) 的噪聲水平。使用100 Ω精密電阻代替RRTD，以測量ADC輸入 引腳上的噪聲電壓。RRef 的值為5.62 kΩ。
Table 1. Noise Test Results
從表1我們可以看出，使用R1和R2的值與R3相同的匹配模擬前 端電路時(shí)，噪聲與不匹配電路相比降低約0.1 μV至0.3 μV，這 意味著ADC無噪聲位的數(shù)量增加約0.25位至16.2位，ADC PGA增益為16。
結(jié)論
按照本文介紹的考慮因素，使用匹配RC濾波器電路和根據(jù)現(xiàn) 場要求選擇合適的電阻和電容值，比率式測量應(yīng)用中的RTD 能夠獲得最佳的結(jié)果。
參考電路
CN-0381電路筆記。"采用低功耗、精密、24位Σ-Δ型ADC的全集成式4線RTD測量系統(tǒng)"ADI公司
CN-0267電路筆記。"具有HART接口的完整4 mA至20 mA環(huán)路供電現(xiàn)場儀表"。 ADI公司
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