【導(dǎo)讀】電壓模式放大器有一個(gè)明顯的缺點(diǎn)就是隨著被處理信號(hào)的頻率越來越高,電壓模式電路的固有缺點(diǎn)開始阻礙它在高頻高速環(huán)境中的應(yīng)用。主要由于閉環(huán)增益和閉環(huán)帶寬的乘積是常數(shù),當(dāng)帶寬向高頻區(qū)擴(kuò)展時(shí)增益按比例下降，而且在大信號(hào)下它的輸出電壓轉(zhuǎn)換速率也很低。為克服這些缺點(diǎn),本文設(shè)計(jì)了低壓狀態(tài)下的運(yùn)算放大器">電流反饋運(yùn)算放大器。
運(yùn)算放大器">電流反饋運(yùn)算放大器(CFOA)被廣泛應(yīng)用在模擬信號(hào)處理中,比如模數(shù)轉(zhuǎn)換(ADC),濾波器以及許多其他通信系統(tǒng)中。運(yùn)算放大器">電流反饋運(yùn)算放大器相對(duì)于電壓反饋運(yùn)算放大器的一個(gè)顯著的優(yōu)點(diǎn)就是有較快的轉(zhuǎn)換速率和與增益設(shè)置無(wú)關(guān)的帶寬, 80年代末期,基于互補(bǔ)雙極工藝發(fā)展起來的電流負(fù)反饋運(yùn)算放大器,從根本上改變了傳統(tǒng)電壓反饋運(yùn)算放大器的電路結(jié)構(gòu),得到了極大的發(fā)展 ;但電源電壓一般都是5V,功耗也比較大,筆者設(shè)計(jì)了基于雙電源±0.9V供電,功耗僅為3.5mW的運(yùn)算放大器">電流反饋運(yùn)算放大器。
電路描述
CFOA簡(jiǎn)化拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)可用圖1表示，它主要由輸入緩沖級(jí)、跨組放大級(jí)和輸出緩沖級(jí)組成。輸出緩沖級(jí)接在兩個(gè)輸入端之間，具有單位電壓增益。其作用有三個(gè)：強(qiáng)制un 跟隨up;使同相輸入端為高阻抗(理想為無(wú)窮大)的電壓輸入端;使反相輸入端為低阻抗(理想為零)的電流輸入端，信號(hào)電流在反相輸入端流進(jìn)或流出。
跨組放大級(jí)將反相輸入端的電流信號(hào)in 傳送到內(nèi)部增益節(jié)點(diǎn)，并將它轉(zhuǎn)化為一個(gè)電壓信號(hào)uz 。圖1中的Aro代表開環(huán)增益，Aro的值通常很大(類似電壓運(yùn)算放大器的開環(huán)增益)，跨組放大級(jí)的輸出電壓表達(dá)式為uz=Aroin式中，Aro為開環(huán)跨阻增益值，量綱為V/A或， in為反相輸入端電流。輸出緩沖級(jí)具有單位電壓增益，將uz傳送到輸出端uo，并實(shí)現(xiàn)低輸出阻抗。
圖1 運(yùn)算放大器">電流反饋運(yùn)算放大器的簡(jiǎn)化拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖
之所以用CCII+作為電壓緩沖器，是因?yàn)镃CII+具有如下的功能特點(diǎn)：
圖 2 第二代電流傳輸器
該方程表明，CCII+的Y端口電流為零，X端口的電壓跟隨Y端口的電壓，因而X端口呈現(xiàn)零輸入阻抗;低阻抗X輸入端的電流傳輸?shù)礁咦杩沟腪輸出端，即在Z輸出端口相當(dāng)一個(gè)可控制輸出電壓。實(shí)際上CCII+可以看做一個(gè)電壓緩沖器，因此基于這一思想，在參考文獻(xiàn)[1]的基礎(chǔ)上，并參考圖1 CFOA的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖，用CCII+做輸入，中間級(jí)利用文獻(xiàn)[2]圖7.6-17，加以改進(jìn)，構(gòu)成低壓低功耗的兩級(jí)電壓運(yùn)算放大器，外加輸出緩沖，就構(gòu)造出一新型的CFOA電路(圖3，圖4)。
圖3 低壓低功耗CFA的電路模型圖
圖3為低壓低功耗運(yùn)算放大器">電流反饋運(yùn)算放大器電路模型圖。
圖4 低壓低功耗運(yùn)算放大器">電流反饋運(yùn)算放大器的電路原理圖
圖5 圖4的交流小信號(hào)分析模型
圖5為圖4的交流小信號(hào)分析模型圖5中rx(CCII+的 反相輸入端電阻)ro (輸出緩沖器的輸出電阻)均非常小，可忽略不計(jì)。則有：
(1)假設(shè)核心模塊OPAMP為單極點(diǎn)且開環(huán)增益為 A(S)=(AOWt/S+Wt)，注意Wt是OPAMP的-3DB帶寬。( 為了獲得合適的相位裕度.利用調(diào)零電阻RZ和米勒電容CC進(jìn)行相位補(bǔ)償)AOWt是-3DB帶寬和開環(huán)低頻增益的乘積。帶入(1)式可得：
(2)合理的選擇RL和 CZ 使二者產(chǎn)生的極點(diǎn)遠(yuǎn)大于GBP。那么(2)式可簡(jiǎn)化為：
(3)又由于Ao=30.5K, A0RL≥Rf(3)式又可簡(jiǎn)化為
(4)又由于rX (反相端的輸入電阻)很小 ，因此 Ii =Vi/Ri(4)式又可簡(jiǎn)化為：
(5)由(5)可得CFOA的-3DB帶寬為：
(6)(6)式表明CFOA的-3DB帶寬依賴于Rl和Rf。由(5)式可知CFOA的增益依賴于Rf 和Ri ,很明顯對(duì)于一定的Rl , Rf 一旦確定，改變Ri可獲得不同的增益，而-3DB帶寬卻不受影響。因此CFOA實(shí)現(xiàn)了增益和帶寬的獨(dú)立調(diào)節(jié)。為了避免運(yùn)算放大器OPAMP的高頻極點(diǎn)和確保閉環(huán)增益的穩(wěn)定性，CFOA的-3DB帶寬必須小于GBP,從(6)式知Rl必須滿足RlRf。
利用HSPICE仿真
開環(huán)狀態(tài)下交流小信號(hào)分析
圖6 開環(huán)放大電路增益和相位的仿真分析
CFOA的開環(huán)增益及相位圖如圖6，AV=-28.5K(89dB)，GB=52.5MHz,相位裕度為82o，由此可見開環(huán)相位裕度大于45o是穩(wěn)定的。
閉環(huán)狀態(tài)下交流小信號(hào)分析
圖7 閉環(huán)電路的增益和相位
閉環(huán)電路的增益和相位如圖7所示，-3dB帶寬約為23.3MHz而增益卻分別為12dB,6dB，2.5dB，0dB，相位裕度均大于45o，由此可見增益和相位均是穩(wěn)定的。
由此可見CFOA實(shí)現(xiàn)了增益和帶寬的獨(dú)立調(diào)節(jié)。同樣也可以構(gòu)成同相放大器(將Ri 接地.信號(hào)由Y端輸入)
轉(zhuǎn)換速率測(cè)定(將CFOA接成電壓跟隨器)結(jié)果如圖8所示。
圖8 電壓跟隨器瞬態(tài)分析(輸出端接20pF電容負(fù)載)可以計(jì)算出 SR=27.7V/μS
結(jié)語(yǔ)
本設(shè)計(jì)在有關(guān)資料的基礎(chǔ)上，提出了自己設(shè)計(jì)的低壓低功耗運(yùn)算放大器">電流反饋運(yùn)算放大器。在輸入級(jí)合理設(shè)置CCII+的W/L來提高其帶寬，避免了輸入級(jí)的迷勒補(bǔ)償。在輸出級(jí)使用了緩沖器，在開環(huán)時(shí)，將輸出電阻減小到幾歐姆左右，極大的提高了負(fù)載能力。-3DB帶寬為23.3MHz，靜態(tài)功耗降低為為3.5mW。當(dāng)前，電流負(fù)反饋運(yùn)算放大器主要是基于雙極工藝的，但是隨著電源電壓的降低及芯片集成度的增加，對(duì)CMOS型電路的研究是很有必要的。
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