仿真結(jié)果表明，該濾波器帶寬的可調(diào)范圍為1～26 MHz，阻帶抑制率大于35 dB，帶內(nèi)波紋小于0.5 dB，采用1.8 V電源，TSMC 0.18μm CMOS工藝庫(kù)仿真，功耗小于21 mW，頻響曲線接近理想狀態(tài)。射頻接收機(jī)質(zhì)量被認(rèn)為是影響整個(gè)系統(tǒng)成本和性能的主要因素。隨著無(wú)線通信移動(dòng)終端朝著小尺寸、低成本、低功耗方向發(fā)展，射頻前端系統(tǒng)中的集成濾波器設(shè)計(jì)顯得十分重要。其中，基于CMOS工藝的設(shè)計(jì)方案以其成本和功耗的優(yōu)勢(shì)，已成為有源濾波器設(shè)計(jì)選擇的主流方向。

　　

　　

梯形結(jié)構(gòu)電路的元件參數(shù)靈敏度低，實(shí)現(xiàn)時(shí)不用考慮傳輸函數(shù)零極點(diǎn)的配對(duì)，設(shè)計(jì)方便，在寬帶濾波器設(shè)計(jì)中有一定的優(yōu)越性。跳耦結(jié)構(gòu)電路具有較小的寄生敏感度和較大的動(dòng)態(tài)范圍。本文低通濾波器設(shè)計(jì)采用信號(hào)流程圖方式實(shí)現(xiàn)梯形跳耦結(jié)構(gòu)。本文考慮到無(wú)源LC濾波電路有優(yōu)良的靈敏度特性，并且LC電路設(shè)計(jì)理論非常成熟。所以本文采用LC梯形電路法設(shè)計(jì)電路。首先根據(jù)濾波器指標(biāo)參數(shù)，查表得LC梯形濾波器電路和參數(shù)，后對(duì)此電路做狀態(tài)變量分析，寫(xiě)出其電路電壓方程，依據(jù)狀態(tài)方程得出相應(yīng)的信號(hào)流圖，然后應(yīng)用跨導(dǎo)運(yùn)放和電容實(shí)現(xiàn)型號(hào)流圖中的積分器，模擬狀態(tài)變量?？蓪?shí)現(xiàn)無(wú)源LC梯形濾波器到跨導(dǎo)-電容濾波器的模擬變化。查閱濾波器工具書(shū)得出，需要采用七階Butterworth低通濾波器。本文以-3 dB帶寬為26 MHz時(shí)，50 MHz幅頻曲線以-40 dB予以說(shuō)明。根據(jù)上述性能要求，查閱濾波器工具書(shū)得出，需要采用七階Butterworth低通濾波器，原型電路如圖1所示。

類(lèi)似式（1）、式（2）可以得V3～V7的狀態(tài)方程。圖3電路為最終實(shí)現(xiàn)電路。模擬電阻Ⅲ采用跨導(dǎo)Gm，實(shí)現(xiàn)負(fù)反饋運(yùn)放等效代替，電路僅由跨導(dǎo)運(yùn)放和電容元件來(lái)實(shí)現(xiàn)七階Butterworth濾波器，其中OTA跨導(dǎo)值的大小可以通過(guò)其偏置電流得到精確調(diào)節(jié)。

　　

線性度和帶寬是跨導(dǎo)運(yùn)算放大器設(shè)計(jì)考慮的兩個(gè)主要方面。帶寬的大小和跨導(dǎo)值成正比，但增大跨導(dǎo)值會(huì)使芯片功耗變大，對(duì)于相同的傳輸函數(shù)，增大跨導(dǎo)值時(shí)，電容值也需要相應(yīng)的增大，從而增大了芯片面積。同時(shí)跨導(dǎo)值減小時(shí)，電容值也要減小，這對(duì)版圖匹配造成影響。

　　

本文采用經(jīng)典的交叉耦合差動(dòng)式COMS跨導(dǎo)器，其I/V傳輸特性有理想的線性關(guān)系。圖4中，M1和M2偏置電流為I;M3和M4偏置電流為 nI。電路設(shè)計(jì)中，M1～M4有相同的溝道長(zhǎng)度L，M3，M4的溝道寬度W=nL。設(shè)Y1=i1/I，Y2=i2/I，X=Vid/Vb，則：

可見(jiàn)，在電源電壓確定的情況下，OTA的跨導(dǎo)值與輸入數(shù)據(jù)Rx成平方根倒數(shù)關(guān)系，跨導(dǎo)值隨著輸入數(shù)據(jù)的增大而減小。通過(guò)改寫(xiě)輸入數(shù)據(jù)RDAC的值，即可實(shí)現(xiàn)26種（全零狀態(tài)禁用）變化電阻，達(dá)到改變偏置電流，產(chǎn)生跨導(dǎo)值的變化，最終實(shí)現(xiàn)濾波器帶寬的調(diào)節(jié)。