【導(dǎo)讀】在使用模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)進(jìn)行設(shè)計(jì)時(shí)，人們很容易錯(cuò)誤地認(rèn)為，縮小輸入信號以滿足ADC的滿量程范圍，會(huì)造成信噪比(SNR)的明顯降低。
需要處理寬電壓擺幅的系統(tǒng)設(shè)計(jì)人員對此更是尤為關(guān)注。此外，與較高電壓供電的ADC相比，低壓供電(5V或更低)的ADC更是種類繁多。
較高電壓供電通常會(huì)導(dǎo)致更大的功耗和更復(fù)雜的電路板布局(例如，需要更多的去耦電容)。
本文將討論影響SNR損失(由信號縮放引入)的主要因素，如何對其進(jìn)行定量分析，以及更重要的是：如何把這種影響降至最低。
傳感器或系統(tǒng)產(chǎn)生的許多信號都是雙極性高壓信號(如廣泛使用的±10V信號)。不過，有很多簡單的方法可以使這種信號通過ADC；也可以采用各種集成高壓ADC解決方案：可處理這種滿量程的大輸入信號，而又不犧牲SNR。這些解決方案需要極高的供電電壓來滿足輸入范圍的要求，并且其功耗也相當(dāng)大(圖1)。這些高壓ADC還縮小了信號調(diào)理(運(yùn)放)解決方案的選擇范圍。如果信號需要與高壓和低壓輸入組合多路復(fù)用，系統(tǒng)成本會(huì)大幅提升(圖2)。
還可以使用輸入放大器對信號進(jìn)行縮放，使其與低壓ADC的滿量程輸入范圍相符合。這種信號調(diào)理電路可以連接到一個(gè)多路復(fù)用輸入，從而使所有的信號都能與ADC的范圍相符合(圖3)。
當(dāng)使用放大器進(jìn)行信號電壓縮放時(shí)，噪聲以放大器輸入為參考。此時(shí)，有兩個(gè)主要的噪聲源：放大器本身的輸入?yún)⒖荚肼?，以及ADC的縮小輸入?yún)⒖荚肼?。這兩個(gè)噪聲源按照二次項(xiàng)的方式組合。此外，放大器的噪聲還會(huì)通過ADC的輸入帶寬以及放大器與ADC輸入之間的抗混疊濾波器進(jìn)行濾波，參見圖4.
圖4:縮放放大器引入噪聲，但噪聲由RC電路和ADC的輸入網(wǎng)絡(luò)濾波。
系統(tǒng)SNR(放大器輸入端)的計(jì)算公式為：
式中：VnADC為ADC的輸入RMS噪聲;VnOPA為放大器的輸入?yún)⒖荚肼?輸入?yún)⒖嫉腦倍)=單極點(diǎn)-3dB頻率。
給定ADC的滿量程范圍、ADC的輸入?yún)⒖荚肼暫头糯笃鞯谋壤蜃雍螅袃蓚€(gè)變量會(huì)影響到SNR損失降低的目標(biāo)：濾波器的截止頻率和放大器的輸入?yún)⒖荚肼暋?/div>
如果信號源具有低頻分量，可以設(shè)計(jì)濾波器，使放大器能夠容許較大的輸入噪聲(較高的輸入噪聲通常與較低的功耗和成本有關(guān))。如果ADC限制了系統(tǒng)的帶寬，放大器需要具有足夠低的輸入?yún)⒖荚肼?，以便把SNR損失控制在可接受的范圍內(nèi)。
舉例來說，給定一個(gè)±10V輸入信號和一個(gè)SNR為92dB的5VP-P滿量程范圍ADC,則比例因子(輸入與滿量程范圍之比)為4.數(shù)據(jù)表中的ADC輸入?yún)⒖荚肼暈?4.4nV RMS .假設(shè)濾波器的截止頻率為10kHz,放大器的輸入?yún)⒖荚肼暈?0nV/ (Hz) 1/2,則SNR的損失為：SNR(loss)=0.035dB.
如果沒有濾波器，并假定ADC帶寬為10MHz,為了達(dá)到相同的SNR損失，所需的輸入?yún)⒖荚肼晞t變?yōu)?.3nV/(Hz) 1/2,這一要求非常嚴(yán)格。
對于10MHz相同帶寬的ADC,如果允許SNR(loss)=0.5dB,則對放大器的噪聲要求為4nV/(Hz) 1/2,相對來說較容易實(shí)現(xiàn)。
因此，如果給定了系統(tǒng)帶寬和可容許的SNR損失，增加比例放大器以使高壓信號轉(zhuǎn)換到滿量程范圍的低壓ADC,將是完全可行的解決方案。當(dāng)把多路不同擺幅的信號饋送到一個(gè)多路復(fù)用的低壓ADC時(shí)，這種解決方案能夠?qū)崿F(xiàn)高性價(jià)比的系統(tǒng)。
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