看了很多關(guān)于旁路電容和去藕電容的文章，有代表性的如下：

 

1. 退耦電容的選擇和應(yīng)用

2. 十說電容

3. 關(guān)于旁路電容和耦合電容

4. 關(guān)于旁路電容的深度對話

 

對于以上的文章，我是很佩服的，我按照它們的思路把問題推演和考證了一下，參考了一些數(shù)據(jù)，自己推導(dǎo)一下電容模型的阻抗曲線，試圖做的就是讓問題更明顯一些。打算把這個(gè)問題分成兩個(gè)部分，第一個(gè)就是原理上去驗(yàn)證，第二個(gè)就是從實(shí)際的例子去推演。

 

先看看此類電容的應(yīng)用場合：

 

 

根據(jù)以上電路來說，由一個(gè)電源驅(qū)動(dòng)多個(gè)負(fù)載，如果沒有加任何電容，每個(gè)負(fù)載的電流波動(dòng)會(huì)直接影響某段導(dǎo)線上的電壓。

 

瞬間沖擊電流的產(chǎn)生原因

 

1.容性負(fù)載

 

來分析一下數(shù)字電路的電流波動(dòng)，數(shù)字電路的負(fù)載并不是純阻性的，如果負(fù)載電容比較大，數(shù)字電路驅(qū)動(dòng)部分要把負(fù)載電容充電、放電，才能完成信號(hào)的跳變，在信號(hào)上升沿比較陡峭的時(shí)候，電流比較大，對于數(shù)字芯片來說，新派驅(qū)動(dòng)部分電流會(huì)從電源線上吸收很大的電流，由于線路存在著的電感，電阻（特別是芯片管腳上的電感，會(huì)產(chǎn)生反彈），這種電流相對于正常情況來說實(shí)際上就是一種噪聲，會(huì)影響前級的正常工作，下圖反應(yīng)了工作情況

 

 

2.輸出級控制正負(fù)邏輯輸出的管子短時(shí)間同時(shí)導(dǎo)通，產(chǎn)生瞬態(tài)尖峰電流

 

 

PMOS和NMOS同時(shí)導(dǎo)通的時(shí)候出現(xiàn)的電流尖峰。

 

電壓塌陷噪聲

 

我們考慮數(shù)字電路內(nèi)部結(jié)構(gòu)一般由兩個(gè)Mos管組成，為了便于分析，我們假設(shè)初始時(shí)刻傳輸線上各點(diǎn)的電壓和電流均為零?，F(xiàn)在我們分析數(shù)字器件某時(shí)刻輸出從低電平轉(zhuǎn)變?yōu)楦唠娖?，這時(shí)候器件就需要從電源管腳吸收電流（上面一個(gè)分析的是容性負(fù)載，現(xiàn)在考慮的是阻性負(fù)載）。

 

 

從低到高（L=>H）

 

在時(shí)間點(diǎn)T1，高邊的PMOS管導(dǎo)通，電流從PCB板上流入芯片的VCC管腳，流經(jīng)封裝電感L.vcc，通過PMOS管和負(fù)載電阻最后通過返回路徑。電流在傳輸線網(wǎng)絡(luò)上持續(xù)一個(gè)完整的返回時(shí)間，在時(shí)間點(diǎn)T2結(jié)束。之后整個(gè)傳輸線處于電荷充滿狀態(tài)，不需要額外流入電流來維持。

   

當(dāng)電流瞬間涌過L.vcc時(shí)，將在芯片內(nèi)部電源和PCB板上產(chǎn)生一個(gè)電壓被拉低的擾動(dòng)。該擾動(dòng)在電源中被稱之為同步開關(guān)噪聲（SSN）或Delta I噪聲。

 

從高到低（L=>H）    

   

在時(shí)間點(diǎn)T3，我們首先關(guān)閉PMOS管（不會(huì)導(dǎo)致脈沖噪聲，PMOS管一直處于導(dǎo)通狀態(tài)且沒有電流流過的）。同時(shí)我們打開NMOS管，這時(shí)傳輸線、地平面、L.gnd以及NMOS管形成一回路，有瞬間電流流過開關(guān)NMOS管，這樣芯片內(nèi)部至PCB地節(jié)點(diǎn)前處產(chǎn)生參考電平被抬高的擾動(dòng)。該擾動(dòng)在電源系統(tǒng)中被

 

稱之為地彈噪聲（Ground Bounce）。

   

實(shí)際電源系統(tǒng)中存在芯片引腳、PCB走線、電源層、底層等任何互連線都存在一定電感值，就整個(gè)電源分布系統(tǒng)來說來說，這就是所謂的電源電壓塌陷噪聲。

 

去藕電容和旁路電容    

  

去藕電容就是起到一個(gè)小電池的作用，滿足電路中電流的變化，避免相互間的耦合干擾。關(guān)于這個(gè)的理解可以參考電源掉電，Bulk電容的計(jì)算，這是與之類似的。 

  

旁路電容實(shí)際也是去藕合的，只是旁路電容一般是指高頻噪聲旁路，也就是給高頻的開關(guān)噪聲提高一條低阻抗泄防途徑。

  

所以一般的旁路電容要比去藕電容小很多，根據(jù)不同的負(fù)載設(shè)計(jì)情況，去藕電容可能區(qū)別很大，當(dāng)旁路電容一般變化不大。關(guān)于有一種說法“旁路是把輸入信號(hào)中的干擾作為濾除對象，而去耦是把輸出信號(hào)的干擾作為濾除對象，防止干擾信號(hào)返回電源”，我個(gè)人不太同意，因?yàn)楦哳l信號(hào)干擾可以從輸入耦合也可以從輸出耦合，去藕的掉電可以是負(fù)載激增的輸出信號(hào)也可以是輸入信號(hào)源的突變，因此我個(gè)人覺得怎么區(qū)分有點(diǎn)糾結(jié)。

 

電容模型分析

   

如果電容是理想的電容，選用越大的電容當(dāng)然越好了，因?yàn)樵酱箅娙菰酱?，瞬時(shí)提供電量的能力越強(qiáng)，由此引起的電源軌道塌陷的值越低，電壓值越穩(wěn)定。但是，實(shí)際的電容并不是理想器件，因?yàn)椴牧稀⒎庋b等方面的影響，具備有電感、電阻等附加特性；尤其是在高頻環(huán)境中更表現(xiàn)的更像電感的電氣特性。

 

我們這里使用的電容一般是指多層陶瓷電容器（MLCC），其最大的特點(diǎn)還是由于使用多層介質(zhì)疊加的結(jié)構(gòu)，高頻時(shí)電感非常低，具有非常低的等效串聯(lián)電阻，因此可以使用在高頻和甚高頻電路濾波無對手。

 

關(guān)于其特性分析和分類可以參考以前的文章：

 

Surface Mounted Capacitor(表貼電容) Ps:大部分是英文的，我有空把它翻譯整理過來。

 

電容模型為

 

 

等效串聯(lián)電阻ESR：由電容器的引腳電阻與電容器兩個(gè)極板的等效電阻相串聯(lián)構(gòu)成的。當(dāng)有大的交流電流通過電容器，ESR使電容器消耗能量(從而產(chǎn)生損耗)，由此電容中常用用損耗因子表示該參數(shù)。

 

等效串聯(lián)電感ESL：由電容器的引腳電感與電容器兩個(gè)極板的等效電感串聯(lián)構(gòu)成的。

 

等效并聯(lián)電阻EPR：電容器泄漏電阻，在交流耦合應(yīng)用、存儲(chǔ)應(yīng)用(例如模擬積分器和采樣保持器)以及當(dāng)電容器用于高阻抗電路時(shí)，Rp是一項(xiàng)重要參數(shù)，理想

 

電容器中的電荷應(yīng)該只隨外部電流變化。然而實(shí)際電容器中的EPR使電荷以RC時(shí)間常數(shù)決定的速度緩慢泄放。

 

 

通過上述參數(shù)，我們可以知道得到電容阻抗曲線

 

我找了Murata的電容做了對比

 

1000pF 0402

 

100nF 0603

 

 

實(shí)際電容的阻抗是如圖所示的網(wǎng)絡(luò)的阻抗特性，在頻率較低的時(shí)候，呈現(xiàn)電容特性，即阻抗隨頻率的增加而降低，在某一點(diǎn)發(fā)生諧振，在這點(diǎn)電容的阻抗等于等效串聯(lián)電阻ESR。在諧振點(diǎn)以上，由于ESL的作用，電容阻抗隨著頻率的升高而增加，這是電容呈現(xiàn)電感的阻抗特性。在諧振點(diǎn)以上，由于電容的阻抗增加，因此對高頻噪聲的旁路作用減弱，甚至消失。電容的諧振頻率由ESL和C共同決定，電容值或電感值越大，則諧振頻率越低，也就是電容的高頻濾波效果越差。

 

ESL首先和電容的封裝直接相關(guān)的，封裝越大，ESL也越大。因此我們并聯(lián)三個(gè)電容以上對于濾除噪聲來說并不是很明顯的。這里有個(gè)問題，我們甚至希望可以得到0402的0.1uF的電容，但是這個(gè)是比較難得，因?yàn)榉庋b越小，操作電壓和容值都是有限制的，所以理智的做法就是用兩個(gè)電容。

 

通過曲線我們發(fā)現(xiàn)，如果我們只是考慮1MHz以內(nèi)的噪聲的時(shí)候，在大多數(shù)情況下，旁路電容的規(guī)則可以簡化為只用0.1 μF電容旁路每一個(gè)芯片。不過我們要選擇0603的MLCC的電容，而且要注意電路布局。如果我們沿著電路板上的電流路線，可以發(fā)現(xiàn)電路板銅線上存在電感。在任何電流路徑上的電感與該路徑的閉環(huán)面積呈正比。因此，當(dāng)你圍繞一個(gè)區(qū)域?qū)υ骷M(jìn)行布局時(shí)，你需要把元器件緊湊地布局（為了使電感為最低）。

 

 

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