共模電流和EMI輻射

EMI輻射主要由共模電流引起。所謂共模電流主要是指那些在意料不到的地點所出現的電流。共模電流與附近的輸入/輸出電纜或其他沒有很好屏蔽的導體耦合，從而引起了輻射。共模電流常由各種不同的設計缺陷而造成。PC線路板上的走線路徑（traces）是為了讓所有返回的電流通過線路板的參考平面（通常是電源平面或者地平面）中的走線路徑直接返回。然而并非所有的返回電流都能夠直接經過信號走線返回。因為試圖找到電感最小的返回路徑，返回的電流會蔓延到整個平面上。大部分返回電流將經過設計的走線返回，但并非全部電流都會通過規(guī)定的走線返回，從而導致部分電流在那些從未想到的不該出現的地方出現了。線路板的布局設計對高速信號來說常常不是最佳的。例如高速時鐘的布線路徑越過線路板參考平面的斷面（如電源平面中的連接不同直流電源的供電線路部分）時，返回電流一定會找到某些其他的路徑流回電源。即使在越過電源平面的裂口處放上電容器，由于電容器、必要的通孔、襯墊等的附加電感，也會使返回電流中的高頻率成分不僅僅局限于信號布線的走線中。

另外一個常見的問題是當高頻信號線路的布線經過信號通孔連接到線路板的不同層面時發(fā)生的。此時返回電流一定會越過一個層面流到另外一個層面（可能通過電容耦合、附加電感、通孔等），電流返回電源的路徑常常出人意料。

雖然產生共模電流的原因多種多樣，并且很難預測，但是所有的共模電流都來自有意義的信號電流，這一點是100%正確的。這就是說，在PC機的線路板上的某處，有用的信號常常在無意中產生了搗亂的共模電流。因此有必要確認那些有用信號的必要諧波分量確實在我們的控制中，而那些沒有用處的諧波分量已被我們清除掉了。因此在輸入/輸出端口添加濾波器或者在屏蔽封裝中添加襯墊來阻止從現有的屏蔽封裝中泄漏出來的高頻諧波分量，已沒有任何意義，因為我們已經從根本上消除了原始信號源中那些沒用的產生干擾的諧波分量。

信號完整性工具

大多數高速PC機線路板在設計時都經過許多種不同的商業(yè)信號完整性分析軟件工具的檢驗。工程師們用信號完整性分析工具，核查線路板的布局布線，以確認在接收端的電壓波形是否符合電路正確運行必須達到的指標。有時終端匹配電阻需要修改，有時甚至電路需要做更大的修改，才能使接收端的波形達到要求。一旦電壓波形符合要求，分析工作也告結束。但這樣做會在不同的設計中使終端匹配電阻各不相同。一般情況下，設計人員并不進行定量分析以決定終端匹配電阻的最佳值，只要終端匹配電阻起作用，就認可了。但是終端匹配電阻值的選擇是否準確，確實能對電路布線路徑上有用的信號電流產生巨大的影響。

正象以前提到的那樣，所有共模電流都來自有用的信號電流。因此分析電路走線上的電流和電壓波形都是有用的。但是很遺憾，幾乎沒有什么商業(yè)軟件工具可以允許進行有實際意義的電流分析。但HyperLynx 公司軟件的BoardSim/LineSim工具可以進行這項分析，該仿真工具是最早可以買到的電流分析工具之一。本論文中所有的例子都是采用BoardSim/LineSim工具，分析具體的PC機線路板而得到的。

終端策略和EMI輻射

正如前面提到的那樣，電磁兼容性（EMC）應用中的電流分析是很重要的。選擇不同的終端匹配電阻，電流幅度和波形將有顯著的不同。例如，若選用CMOS負載（即有等效電容負載）作為串聯的終端匹配電阻，則當電壓脈沖的上升或下降時刻，就會出現短暫的電流脈沖。而選用純電阻性的負載（有時候稱作直流并行負載），則電流波形與電壓波形看起來很一致。自然，這兩種不同電流波形的頻譜是非常不同的?；叵胍幌戮W絡終端匹配的目的是很有用的，一般說來，終端匹配的目的是吸收沿著線路網絡傳播的能量，使其不產生反射。例如，在理想的情況下，50歐姆的電路走線其終端匹配電阻應該選用50歐姆的電阻，若選用該電阻做終端匹配電阻，在線路中就不會產生反射。

然而，我們很難提供這種受約束的、純電阻的負載。若我們在線路的遠端用一個電阻接地（直流并聯接地）來做終端匹配，則一定會同時出現一個與電阻負載并聯的電容，這將會在某一些頻率上產生阻抗的不匹配。這種阻抗的不匹配將會引起反射。這些反射有可能引起用電壓脈沖表示的數據錯誤。但是這些反射經常會沿著線路布線產生高頻駐波。這些駐波把線路布線變成了非常高效率的天線。我們的目標是把線路的終端匹配好，使得與想要傳輸的電壓/電流脈沖信號有關的任何高次諧波都不會產生反射。對在遠端串連電容/電阻阻抗（交流并聯接地）的終端匹配進行類似分析的結果表明，終端阻抗不可能在所有頻率上與線路網絡的阻抗匹配。

使用串聯電源端終端匹配方法（series-source termination）是另一種替代辦法。在這個方法中，不需要配置遠端的終端匹配電阻，而且我們期望線路遠端會產生反射。我們把終端匹配電阻串連到電源附近的線路上，選擇恰當的匹配電阻值，使得電源阻抗與線路網絡阻抗正好匹配，這樣做就可以避免（由電源近端不匹配所產生的）二次反射。因為二次反射被終止了，駐波也就不會產生，因而就有可能降低EMI輻射。在下一節(jié)中的例子我們將可以看到，對線路網絡上的電流做仔細的分析也是很重要的。

采用二極管做終端匹配阻抗雖然看起來可以產生非常好的電壓波形，但是必須付出電流波形很差的代價。這是因為二極管兩端的管壓降變化很?。芫S持基本不變），但電流可以有很大的變化。記住，這將產生電流輻射而不是電壓輻射，所以很容易看到采用二極管做終端匹配對電磁兼容性的改進很不利，應該避免。

信號電流分析舉例

下面舉一個例子，說明如何通過電流分析來降低個人計算機PC線路板的電磁干擾輻射。選擇工作頻率為133MHz的時鐘網絡做分析。用適當IBIS模型分別表示驅動器和接收器。采用電源串聯電阻終端匹配的方案。對本線路網絡“缺省”的終端匹配電阻值為22_。

圖1：選用不同的終端匹配電阻時，在接收端看到的電壓波形

可以選用不同的終端匹配電阻，當終端匹配電阻在10_到39_（典型范圍）之間改變時，接收端相應的電壓波形有所改變。圖1顯示了終端匹配電阻的選擇對電壓波形的影響。隨著終端匹配電阻值的增加，脈沖的幅度有一些降低，上升時間有一些延長。分析信號完整性的工程師可能愿意接受任何一個圖上顯示的波形，因為它們都足夠好，可以確保系統(tǒng)的正確運行。因為這個分析的目的是為了減少可能的輻射，接收器端線路上的電流也得到了分析。

圖2：選用不同的終端匹配電阻時，在接收端看到的電流波形

圖2顯示了當終端匹配電阻值不同時，接收端的電流波形各不相同。我們立刻可以看出當匹配電阻為10_時，其電流值遠比選用其他匹配電阻值時大。進一步分析表明當匹配電阻為22_和25_時會出現一些“特別”的波形，當選用的匹配電阻值繼續(xù)增大時，這些特別的波形便消失了。

雖然這很有用，但這并沒有真正說明高頻諧波（最常見的輻射問題）減少的具體數量。因此，需要對時間域的信號波形進行傅立葉變換以得到頻率域的頻譜。選用不同的終端匹配電阻時的電壓和電流的頻譜如圖3和圖4所示。

圖3：選用不同的終端匹配電阻時，有用信號諧波電流的幅度與頻率的關系
 

圖4 ：選用不同的終端匹配電阻時，有用信號諧波電流的幅度與頻率的關系（1~2GHz）

以上結果表明每個諧波頻點上的電流幅度差別很大。對每一個諧波頻率點做進一步分析可以看到當終端匹配電阻從10_變化到30_時，電流幅度逐漸下降。進一步增加電阻值并不能顯著地降低給定諧波頻率上的電流幅度。

圖5：選用不同的終端匹配電阻時，有用信號諧波電流幅度的縮減與頻率的關系

圖5顯示了采用不同的終端匹配電阻時，信號諧波的電流變化（delta）幅度的縮小與頻率增加的關系圖。這幅圖顯示在各不同的諧波頻率點，不管終端匹配電阻是從10_變化到39_，還是從10_變化到30_，這兩種情況下，電流幅度的縮小基本相同。正如圖5所示，在某些諧波頻率點，電流幅度的減少高達45dB。

這個結論非常有意義，因為用了終端匹配電阻就能顯著地減少輻射電流，這樣做幾乎沒有什么產品的設計還會遇到電磁輻射達不到標準的問題。有用信號的高頻諧波的電流幅度減小了，潛在的引起干擾的共模電流也將減小同樣的量。這樣將在最終產品中大大減少對濾波和屏蔽密封的需求。工程師們應該對他們自己說，“輻射是由于不需要的電流引起的，我們只需要把不需要的電流消除就行了，為什么我們還要與輻射問題較勁呢？”

本論文表明，EMI輻射的顯著減少最終可以通過減少共模電流中的高頻諧波分量達到，即首先減少內部電流中的諧波頻率的幅度。終端匹配電阻值的選擇要合適，使電流頻譜幅度的減少達到一定的程度，此時接收器端的電壓波形仍然能滿足功能要求。

既然不同歐姆值的電阻價格基本相同，所以選擇不同阻值的匹配電阻就能顯著地降低有用信號電流的諧波幅度，因此對制造芯片來說不需付出任何額外的代價。研究信號完整性的工程師們，用這種類型的分析方法，在他們的設計中大大降低了EMI輻射。在本文的例子中，串聯終端匹配電阻值選在10Ω~39Ω之間，對傳統(tǒng)的信號完整性分析而言，這些阻值是可以接受的。但是如果想要進一步降低EMI輻射，我們發(fā)現30Ω是最佳的終端匹配電阻值。雖然本文的分析并非想說明設計工作不需要電磁兼容工程師的參與，但這清楚地表明，PC線路板工程師只要采用新的信號完整性分析工具，稍微擴展一下傳統(tǒng)的信號完整性分析的工作，就能使設計的最終產品完全符合電磁兼容性方面的要求。