中心議題：

• 開關電源EMI產生和解決方法

解決方案：

• 網側高次諧波抑制
• 高次諧波電流的抑制
• 采用共模扼流圈
• 光耦隔離
• 開關緩沖電路
  

電路介紹

反激式電源原理圖如圖1所示。
                  
                     
輸入為交流85～200V，經功率二極管整流橋變?yōu)橹绷?，作為DC/DC反激變換器的輸入，輸出為三組直流：5V、15V、20V，另外還有一輔助電源5V，用來給光耦NEC2501供電?？刂齐娐窞榉答伩刂疲_關選用TOPSwitch電源芯片（TOP223）。TOPSwitch為三端離線式PWM電源集成控制器，它將PWM控制器與功率開關MOSFET合為一體，采用TO－220或8腳DIP封裝，除D、C2腳外，其余6腳連在一起作為S端。

本電路中TOP223采用UDS>700V的MOSFET，fs=100kHz。在這個Flyback反激式電源中，變壓器原邊繞組33匝，副邊有四組：6匝（對應于輸出Uo2=5V）、11匝（對應于輸出Uo3=15V）、12匝（對應于輸出Uo1=20V）、6匝（對應于輔助電源U=5V）。在副邊，WY1和WY2為穩(wěn)壓器件，WY1輸入在≥8V時，輸出可穩(wěn)在5V；WY2輸入≥18V時，輸出可穩(wěn)在15V。

EMI分析

開關電源工作時，其內部的電壓和電流波形都是在非常短的時間內上升和下降的，所以開關電源本身就是一個噪聲發(fā)生源。開關電源的干擾按噪聲干擾源種類可分為尖峰干擾和諧波干擾兩種。使電源產生的干擾不至于對電子系統(tǒng)和電網造成危害的根本辦法就是采用耗能電路來削弱噪聲發(fā)生源，或者切斷電源噪聲和電子系統(tǒng)、電網之間的耦合途徑。

網側高次諧波電流

高次諧波電流的危害參照圖1，交流輸入電壓Vi經功率二極管整流橋變?yōu)檎颐}動電壓，被電容C1平滑后成為直流，但電容電流的波形不是正弦波而是脈沖波。如圖2所示。
                      
由圖2中電流波形可知，電流中含有高次諧波。大量電流諧波分量倒流入電網，對電網造成諧波污染，一方面，產生“二次效應”，即電流經過線路阻抗造成諧波電壓降，反過來使電網電壓（原來是正弦波）也發(fā)生畸變；另一方面，會造成電路故障，如線路和配電變壓器過熱，諧波電流會引起電網LC諧振，或高次諧波電流流過電網的高壓電容，使之過流、過熱而爆炸等。另外，由于電流是脈沖波，使電源輸入功率因數降低。因此，必須想辦法解決它。

高次諧波電流的抑制

最簡單的辦法是在整流橋與電容C1之間接入電感線圈L，用其阻止對電容C1較大的充電電流。L對交流呈現感抗為ωL，電容充電電流的平均值常與放電直流電流值相等，則峰值電流被限制，導通角變大。如圖3所示。
                         
若線圈電感足夠大，則電流導通角可達到180°，電流近似正弦波，功率因數趨于1。但是，在實際應用中，如果電感值太大，那么其體積重量隨之變大，從而影響了電源的小型化，而且整流電壓隨著負載變化較大，因此，線圈L也不能太大。本電路中共模扼流圈L2可起到電感的作用，其等效電感為L，則可抑制電容電流的高次諧波。

本電路中采用共模扼流圈L2（如圖1所示）

對開關電源二根進線而言，存在共模干擾（二根線上受干擾信號相對參考點大小、方向相同）和差模干擾（二根線上受干擾信號相對參考點大小相等、方向相反）。共模扼流圈如圖4所示。
                                            
在差模干擾信號作用下，干擾源產生的電流i，在磁芯中產生方向相反的磁通，磁芯中等于沒有磁通，線圈電感幾乎為0，因此不能抑制差模干擾信號。——在共模干擾信號作用下，兩線圈產生的磁通方向相同，有相互加強的作用，每一線圈電感值為單獨存在時的兩倍。因此，這種繞法的電磁線圈對共模干擾有強的抑制作用。本電路中在電網與整流橋之間插入一共模扼流圈，該扼流圈對電網頻率的差模網側電流呈現極低的阻抗，因而對電網頻率的壓降極低；而對電源產生的高頻共模噪聲，等效阻抗較高，因而可以得到希望的插入損耗。

扼流圈L2與電容C10、C1組成低通濾波器扼流圈L2的等效電感為L，以電源端作為輸入，電網方向作為輸出，則電路圖如圖5所示。

                                 

其傳遞函數為




                  － 40lgω LC10。
A(ω )， L(ω )隨頻率ω的變化如圖6所示 。

由此可見，以上LC網絡組成一個低通濾波器，可濾除以上的高次諧波。

開關緩沖電路

由于開關的快速通斷，開關電流、電壓波形為脈沖形式，產生噪聲污染，既增大了電源輸出的紋波，又影響電源的性能，因此，要想辦法抑制。本電路中，輸入為交流85～200V，經整流橋后電容上的電壓約為此交流有效值的1.2～1.4倍，最大時為Ucm=200×1.4=280V。另外，變壓器副邊折合到原邊的電壓Up=Us×33/6，Us取副邊第一繞組（5V繞組）的電壓。考慮到WY1輸入≥8V，取10V，則Up=Us×33/6=10×33/6=55V。那么開關關斷時所要承受的總電壓Ut=Ucm＋Up=280＋55=335V?？梢妼﹂_關的過壓保護是必要的。本Flyback電源中采用TOPSwitch開關，其內部有過壓保護和緩沖電路。為保險起見，在電路中還是加入了外部的過壓保護電路（R21和C21）。

                         
未加緩沖電路和加入緩沖電路之后開關管電壓Ut和電流i及功耗Pt的波形如圖7所示。由圖7可知，加RC緩沖電路后，開關電壓上升速率減慢，變小，噪聲減弱，抑制了EMI。另外，開關功耗變小，使管子不致因過流過熱而損壞。緩沖電路中的R21是在開關開通，電容C21放電時起到限流作用，避免對管子的沖擊。
2） 對于開關開通時的電流沖擊，因為有變壓器原邊線圈Np電感的限流，因此本電路中沒有加限流電感。

光耦隔離

由于控制電路對噪聲敏感，一旦有噪聲，將會引起控制電路中的控制信號紊亂，而嚴重影響電源的工作。為了保證開關電源的正常工作，要求控制電路必須具有高精度和高穩(wěn)定性，為此，必須將主電路與控制電路隔離。本電路中，用NEC2501將電源中的兩部分進行電隔離：一部分是作為控制電路電源的變壓器副邊輔助電源，另一部分是主電路。這樣就防止了噪聲通過傳導的途徑傳入到控制電路中。
 

為更好抑制EMI對電路的一些改進本電路中主要的EMI是電源噪聲對電網的干擾?？蓪⒃瓉淼墓材６罅魅2與電容C10、C1組成的濾波電路，改善為如圖8所示電路，則L1、L2、C1可除去差模干擾，L3、C2、C3可除去共模干擾。L1、L2的磁芯為不易飽和的材質。C1可選陶瓷電容，耐壓必須考慮輸入電壓的最大可能值，通常選用0.22～0.47μF。L3是共模扼流圈。選定C=C2=C3，截止頻率f0，則可根據計算L3；選定C1，截止頻率f0，可計算出L1、L2。