【導(dǎo)讀】設(shè)計(jì)中可能包含需要雙極電源的傳感器或 IC，或者您需要充分利用雙極輸入模數(shù)轉(zhuǎn)換器 (ADC) 的動(dòng)態(tài)范圍。分割電壓軌的另一個(gè)原因是，如果您在單電源軌設(shè)計(jì)中需要中間軌偏置電壓。
設(shè)計(jì)中可能包含需要雙極電源的傳感器或 IC，或者您需要充分利用雙極輸入模數(shù)轉(zhuǎn)換器 (ADC) 的動(dòng)態(tài)范圍。分割電壓軌的另一個(gè)原因是，如果您在單電源軌設(shè)計(jì)中需要中間軌偏置電壓。
術(shù)語(yǔ)“電源軌分離器”描述了為電路創(chuàng)建新的 0-V 參考點(diǎn)，通常是單電源軌 VDD 的電源電壓 (VDD) 的中點(diǎn)除以 2?？偪捎秒妷罕３植蛔儯梢詫⑵湟暈樵谛碌?0-V 參考上下分布的雙極電源 ±VDD/2，這被稱為“虛擬接地”。
創(chuàng)建新虛擬接地的軌道分離器必須能夠提供或吸收負(fù)載電流，并且必須在其輸出端具有電容去耦負(fù)載的情況下保持穩(wěn)定。生成虛擬接地的一種方法是使用配置為單位增益緩沖器的運(yùn)算放大器 (op amp)。
軌道分離中的運(yùn)算放大器
運(yùn)算放大器緩沖器的輸入電壓來(lái)自電阻分壓器，該分壓器設(shè)置為電源電壓的一半 (VDD/2)。分壓器與 C3 分離，以穩(wěn)定電壓，防止 VDD 上的噪聲或紋波 (圖 1 )。添加 R3 可限制流入運(yùn)算放大器非反相引腳的任何電流。當(dāng) VDD 上升或下降以及 C1、C2 和 C3 電容器充電或放電時(shí)，該電流可以流動(dòng)。
圖 1電壓軌分離器使用運(yùn)算放大器的方式。來(lái)源：德州儀器
因此，運(yùn)算放大器的輸出為 Vsplit = VDD/2。緩沖器的輸出應(yīng)采用電容去耦，電源軌通常就是這種情況。但是，大多數(shù)運(yùn)算放大器即使有幾十皮法的輸出負(fù)載電容也會(huì)變得不穩(wěn)定，需要額外的技術(shù)才能使其穩(wěn)定。
因此，請(qǐng)選擇具有無(wú)限輸出負(fù)載電容的固有穩(wěn)定性運(yùn)算放大器。對(duì)于此設(shè)計(jì)研究，我們使用OPA994，它可自動(dòng)檢測(cè)其輸出上的負(fù)載電容并優(yōu)化其內(nèi)部補(bǔ)償以允許使用大輸出電容。它還能夠在提供或吸收數(shù)十毫安負(fù)載的同時(shí)保持 VDD/2 輸出，如數(shù)據(jù)表曲線中不同 VDD 值所示。
考慮到溫度和電源電壓變化的壞影響，以及設(shè)備是拉電流還是吸電流，拉電流或吸電流的安全值為 ±30 mA。可以使用與應(yīng)用相對(duì)應(yīng)的數(shù)據(jù)表曲線來(lái)增加此 ±30 mA 電流。
我們?cè)赥INA-TI仿真軟件中模擬了 OPA994 軌道分配器，以檢查其輸出頻率響應(yīng)穩(wěn)定性。圖 2中的波特圖顯示了穩(wěn)定的響應(yīng)，在 16.65 kHz 的交叉頻率下相位裕度為 66.7 度。為了實(shí)現(xiàn)該響應(yīng)，OPA994 自動(dòng)將其帶寬從 18 MHz 降低到 16.65 kHz。
圖 2 OPA994 的波特圖仿真顯示了其反相輸入的輸出。來(lái)源：德州儀器
我們對(duì)圖 1 進(jìn)行了時(shí)域仿真，其中我們將負(fù)載瞬變應(yīng)用于輸出（圖 3）。這涉及切換連接在 Vsplit 和原始 0 V 之間的 120 Ω 電阻負(fù)載。我們?cè)?t = 2 ms 時(shí)施加負(fù)載，并在 t = 6 ms 時(shí)移除它。連接在 VDD 和 Vsplit 之間的第二個(gè) 120 Ω 電阻負(fù)載在 t = 4 ms 時(shí)切換，并在 t = 8 ms 時(shí)移除。120 Ω 負(fù)載為 2.5 V，120 Ω ≈ 21 mA 瞬態(tài)負(fù)載電流。
圖 3仿真顯示了負(fù)載瞬變?nèi)绾螒?yīng)用于輸出。來(lái)源：德州儀器
模擬的目的是查看 Vsplit 的電壓偏差并檢查穩(wěn)定性，這由阻尼良好的響應(yīng)來(lái)表示。在大多數(shù)應(yīng)用中，負(fù)載瞬變會(huì)小得多，因此此模擬顯示的是糟糕的情況。如您所見(jiàn)，響應(yīng)阻尼良好。對(duì)于 21 mA 負(fù)載階躍（源或接收器），輸出偏差為 9 mV，恢復(fù)時(shí)間為 0.37 毫秒。
參考運(yùn)算放大器
在實(shí)際應(yīng)用中，供電負(fù)載通?？梢允沁\(yùn)算放大器信號(hào)鏈。在圖 4所示的 TINA-TI 仿真中，OPA171運(yùn)算放大器參考 OPA994 的 Vsplit 虛擬接地輸出。OPA171 運(yùn)算放大器配置為增益為 -100 的反相放大器。OPA171 的電壓輸入 (V IN ) 是 ±20 mV 峰值正弦波，也參考 Vsplit。
圖 4上圖顯示了 OPA994 分軌和 OPA171 反相放大器仿真。來(lái)源：德州儀器
圖 5的仿真輸出顯示，OPA994 (ILOAD) 僅提供少量電流 (±20 μA)，對(duì) Vsplit 軌的干擾可以忽略不計(jì)。OPA171 的靜態(tài)電流來(lái)自 VDD 至 0 V，OPA994 分離軌的電流來(lái)源或吸收來(lái)自 Vsplit 參考輸入和輸出信號(hào)。
圖 5仿真輸出顯示 OPA994 僅提供少量電流，對(duì) Vsplit 軌的干擾可以忽略不計(jì)。來(lái)源：德州儀器
OPA171 輸出為 ±2 V，由于運(yùn)算放大器的輸入失調(diào)電壓乘以其噪聲增益（即增益為 101），因此存在額外的輸出電壓分量。OPA171 的共模抑制比可減弱 Vsplit 上的干擾或失調(diào)。
我們測(cè)試了圖 1 所示的電路，并將 120 Ω 的開(kāi)關(guān)負(fù)載從 Vsplit 切換到原始的 0 V，以測(cè)試負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)。圖 6顯示了交流耦合 Vsplit 輸出，并給出了 4 mV 峰峰值偏差，反映了模擬結(jié)果。
圖 6測(cè)試結(jié)果顯示 120 Ω 負(fù)載接通和斷開(kāi)。來(lái)源：德州儀器
然后我們使用±20 mV、1 kHz 正弦波輸入測(cè)試了圖 4 所示的電路。圖 7中的測(cè)試結(jié)果顯示，輸出為±2 V（相對(duì)于 Vsplit 虛擬地），加上偏移（給定運(yùn)算放大器的輸入偏移電壓）。
圖 7上圖顯示了 OPA171 輸出（G = –100），輸入為 ±20 mV。來(lái)源：德州儀器
與所有運(yùn)算放大器一樣，Vsplit 輸出失調(diào)電壓會(huì)隨負(fù)載電流而變化。圖 1 顯示了此模擬結(jié)果，而圖 8顯示了 ±40 mA 負(fù)載范圍內(nèi)的結(jié)果以及該負(fù)載范圍內(nèi)的 14 mV 偏差。
圖 8顯示負(fù)載電流隨 Vsplit 變化的情況。來(lái)源：德州儀器
0 mA 時(shí)的 3 mV 失調(diào)電壓歸因于運(yùn)算放大器的失調(diào)電壓，加上 R1、R2 和 R3 電阻中輸入偏置電流的失調(diào)電壓。在運(yùn)算放大器的反饋路徑中增加一個(gè)等于分壓器電阻 (R1//R2) 和 R3 (6 kΩ) 的并聯(lián)組合的電阻，可消除偏置電流引起的失調(diào)電壓。
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