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MOSFET選得好,極性反接保護更可靠

發(fā)布時間:2023-03-17 來源:安森美 責(zé)任編輯:wenwei

【導(dǎo)讀】當(dāng)車輛電池因損壞而需要更換時,新電池極性接反的可能性很高。車輛中的許多電子控制單元 (ECU) 都連接到車輛電池,因而此類事件可能會導(dǎo)致大量 ECU 故障。


ISO(國際標(biāo)準(zhǔn)化組織)等汽車標(biāo)準(zhǔn)定義了電氣電子設(shè)備的測試方法、電壓水平、電磁輻射限值,以確保系統(tǒng)安全可靠地運行。與極性反接保護 (RPP) 相關(guān)的一種標(biāo)準(zhǔn)是 ISO 7637-2:2011,它復(fù)制了實際應(yīng)用中的各種電壓場景,系統(tǒng)需要承受此類電壓以展示其能夠防范故障的穩(wěn)健性。這使得極性反接保護成為連接電池的 ECU/系統(tǒng)的一個關(guān)鍵組成部分,所有汽車制造商都需要。


本文將首先介紹 ISO 脈沖,通常使用此類脈沖來復(fù)制實際應(yīng)用中可能出現(xiàn)的電壓瞬變。然后將詳細(xì)說明可以使用的幾種保護技術(shù),并指導(dǎo)讀者選擇外部 N 溝道 MOSFET——它將提供 RPP 并幫助降低系統(tǒng)的功率損耗。最后,將基于電池電流推薦與理想的二極管控制器一起使用的 N 溝道 MOSFET 清單。


ISO 脈沖


為確保配備了 12 V 或 24 V 電氣系統(tǒng)的乘用車和商用車上安裝的設(shè)備與傳導(dǎo)電瞬變兼容,國際標(biāo)準(zhǔn) ISO 7637-2:2011 規(guī)定了測試方法和程序。有關(guān)詳細(xì)信息,請參閱 ISO 7637-2:2011。


該標(biāo)準(zhǔn)定義了多種類型的測試脈沖來測試器件。以下是其中的幾種測試脈沖。


●   脈沖 1:感性負(fù)載的電源斷開導(dǎo)致的瞬變。

●   脈沖 2a:因線束的電感導(dǎo)致與 DUT(被測器件)并聯(lián)的器件中的電流突然中斷引起的瞬變。

●   脈沖 3a 和 3b:由于開關(guān)過程而發(fā)生的瞬變。這些瞬變的特性受線束的分布電容和電感的影響。


這些測試脈沖具有不同的負(fù)電壓和正電壓電平,從而對 DUT 施加壓力,看它能否承受。例如,通過圖 1 所示的脈沖 3b 可以大致了解標(biāo)準(zhǔn)中定義的脈沖類型;每種脈沖都有自己的參數(shù),如表 1 所示。脈沖 3b 模擬實際應(yīng)用中的開關(guān)噪聲,例如,繼電器和開關(guān)觸點抖動會產(chǎn)生短暫的突發(fā)高頻脈沖。AND8228/D 詳細(xì)討論了電壓瞬變和測試方法。


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圖 1. 測試脈沖 3b


表 1. 測試脈沖 3b 的參數(shù)

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極性反接保護技術(shù)


下面討論三種最常見的極性反接保護技術(shù)。


二極管


保護系統(tǒng)免受電池反接影響的最簡單方法是使用二極管。如圖 2 所示,二極管只有在其端子連接到正確的極性(即正偏)時才會傳導(dǎo)電流。標(biāo)準(zhǔn)二極管的正向壓降 VF 約為 0.7 V,但肖特基二極管的正向壓降可低至 0.3 V。因此,大多數(shù)應(yīng)用使用肖特基二極管以降低系統(tǒng)損耗。


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圖 2. 使用二極管的極性反接保護


圖 3 顯示了 NRVBSS24NT3G 肖特基二極管的典型壓降。在結(jié)溫 TJ 為 25°C 時,如果二極管電流 (IDIODE) 從 0.5 A 提高到 1.0 A(100% 增加),VF 將從 0.35 V 提高到 0.40 V(15% 增加)。


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圖 3. NRVBSS24NT3G 肖特基二極管的典型正向電壓


MOSFET


二極管的一種替代方案是 MOSFET。當(dāng) MOSFET 導(dǎo)通時,漏源壓降 VDS 取決于漏源電阻 RDS,ON 和漏源電流 ID:VDS = RDS,ON * ID。與肖特基二極管相比,該壓降一般要低得多。


P 溝道 MOSFET


與所有 MOSFET 一樣,P 溝道 MOSFET 在源極和漏極之間有一個本征體二極管。當(dāng)電池正確連接時,本征體二極管導(dǎo)通,直到 MOSFET 的溝道導(dǎo)通。要使 P 溝道 MOSFET 導(dǎo)通,柵極電壓需要比源極電壓低至少 VT(閾值電壓)。當(dāng)電池反接時,體二極管反偏,柵極和源極電壓相同,因此 P 溝道 MOSFET 關(guān)斷。使用一個額外的齊納二極管來箝位 P 溝道 MOSFET 的柵極,在電壓過高時提供保護。


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圖 4. 使用 P 溝道 MOSFET 提供極性反接保護


N 溝道 MOSFET


也可以使用 N 溝道 MOSFET 來提供極性反接保護。當(dāng)電池正確連接時(源極連接到 VBAT),要使 MOSFET 導(dǎo)通,柵源電壓必須高于閾值電壓 (VGS > VTH)。鑒于源極連接到 VBAT,故柵極電壓需要比 VBAT 高至少 VT。因此,使用一個專用驅(qū)動器來驅(qū)動 N 溝道 MOSFET 的柵極電壓,使其高于源極電壓,從而使 N 溝道 MOSFET 導(dǎo)通。當(dāng)電池反接時,體二極管反偏(陽極電壓低于陰極電壓),驅(qū)動器被禁用(源極和柵極短路),N 溝道 MOSFET 關(guān)斷。


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圖 5. 使用 N 溝道 MOSFET 提供極性反接保護


極性反接保護技術(shù)比較


表 2 總結(jié)了不同極性反接保護技術(shù)的優(yōu)缺點。值得一提的是,P 溝道 MOSFET 的操作取決于空穴的遷移率,而 N 溝道 MOSFET 的操作取決于電子的遷移率。已知對于相同的漏極電流,電子的遷移率比空穴的遷移率高幾乎 2.5 倍。因此,為實現(xiàn)相同的導(dǎo)通電阻,P 溝道 MOSFET 的芯片尺寸會比 N 溝道 MOSFET 更大,相應(yīng)地成本也更高。這使得 N 溝道 MOSFET 比 P 溝道 MOSFET 更適合此類應(yīng)用。


表 2. 不同保護技術(shù)的比較

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MOSFET 選擇


選擇用于極性反接保護的 N 溝道 MOSFET 時,需要考慮多種參數(shù)。


● MOSFET 的最大擊穿電壓 VDS,MAX


    ?對于 12 V 板網(wǎng)(汽車),首選 VDS,MAX = 40 V

    ?對于 24 V 板網(wǎng)(卡車),首選 VDS,MAX = 60V


● 最大工作結(jié)溫 TJ,MAX


    ?對于汽車和卡車應(yīng)用,鑒于環(huán)境惡劣,建議使用 175°C


● 柵極電平


    ?最好使用邏輯電平,而不要使用標(biāo)準(zhǔn)電平,因為對于相同柵源電壓 VGS,前者的 RDS,ON 更低


● 封裝


    ?通常使用帶裸露焊盤的3.30×3.30mm(即 LFPAK33/WDFN8/μ8FL)和 5.00×6.00 mm(即 SO8-FL/LFPAK56)封裝以優(yōu)化功耗


● 總柵極電荷 QG,TOT


    ?MOSFET 導(dǎo)通分為 3 個階段 

      i. 當(dāng)柵極電壓 VGS 上升至平坦區(qū)域電壓 VGP 時,電荷主要用于為輸入電容 CISS 充電。

      ii. 當(dāng) VGS 處于平坦區(qū)域電壓 VGP 時,電荷主要用于為反向傳輸電容(柵漏電容)CRSS 充電。

      iii.當(dāng) VGS 從 VGP 上升至驅(qū)動器電源電壓 VGDR 時,電荷用于進一步增強溝道。

    ?QG,TOT 越低,MOSFET 導(dǎo)通所需的柵極電壓和電流越?。磳?dǎo)通速度越快),反之亦然


    ?有關(guān) MOSFET 柵極電荷的更多信息,請點擊下方鏈接:


https://www.onsemi.com/pub/Collateral/AND9083?D.PDF


● 漏源電阻 RDS,ON


    ?RDS,ON 的作用是限制器件的功耗。對于給定負(fù)載電流,RDS,ON 越大,功耗越高。更高功耗會導(dǎo)致 MOSFET 的 TJ 升高。因此,為了獲得最優(yōu)性能,正確選擇具有所需 RDS,ON 的器件很重要。


    ?在以下部分中,選擇用于熱評估的 MOSFET 的 RDS,ON 將使功耗保持在 500 mW 左右。


NCV68061 理想二極管控制器


NCV68061 和外部 N 溝道 MOSFET 的組合構(gòu)成一個理想二極管:當(dāng)施加正偏電壓(陽極電壓高于陰極電壓)時,它充當(dāng)一個理想導(dǎo)體;當(dāng)施加反偏電壓(陽極電壓低于陰極電壓)時,它充當(dāng)一個理想絕緣體。NCV68061 是一款極性反接保護和理想二極管 N 溝道 MOSFET 控制器,旨在取代二極管,其損耗和正向電壓更低。


NCV68061 的主要功能是根據(jù)源漏差分電壓極性控制外部 N 溝道 MOSFET 的通斷狀態(tài)。根據(jù)漏極引腳連接,該器件可以配置為兩種不同的應(yīng)用模式。當(dāng)漏極引腳連接到負(fù)載時,應(yīng)用處于理想二極管模式,而當(dāng)漏極引腳接地時,NCV68061 僅處于極性反接保護模式。在這兩種模式下,控制器都會為外部 N 溝道 MOSFET 提供 11.4 V 的典型柵極電壓。因此,以下部分的所有計算都使用 10 V VGS 時的 RDS,ON。


NCV68061 已通過 ISO 7637-2:2011 測試,結(jié)果證明該器件非常穩(wěn)健,能夠承受電壓應(yīng)力。NCV68061 數(shù)據(jù)表顯示了測試結(jié)果。


理想二極管應(yīng)用


圖 6 顯示了 NCV68061 在理想二極管配置下的使用情況。在此配置中,不允許輸入電壓對大容量電容 Cbulk 放電。此配置有兩種模式:


?導(dǎo)通模式:在進入導(dǎo)通模式之前,源極電壓低于漏極電壓,電荷泵和 N 溝道 MOSFET 均被禁用。隨著源極電壓變得比漏極電壓大,正向電流流過 N 溝道 MOSFET 的體二極管。一旦此正向壓降超過源漏柵極充電電壓閾值電平(典型值 140 mV),電荷泵就會開啟,N 溝道 MOSFET 變成完全導(dǎo)通狀態(tài)。


?反向電流阻斷模式:當(dāng)源極電壓變得比漏極電壓小時,反向電流最初流過 N 溝道 MOSFET 的導(dǎo)電溝道。此電流在 N 溝道 MOSFET 的導(dǎo)電溝道上產(chǎn)生一個與其 RDS,ON 成比例的壓降。當(dāng)此電壓降至源漏柵極放電電壓閾值(典型值 -10 mV)以下時,電荷泵被禁用,外部 N 溝道 MOSFET 由控制器的內(nèi)部 P 溝道 MOSFET 關(guān)斷。


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圖 6. NCV68061 理想二極管應(yīng)用


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圖 7. NCV68061 極性反接保護應(yīng)用


極性反接保護


如圖 7 所示,通過將漏極引腳連接到 GND 電位,NCV68061 將不允許下降的輸入電壓將輸出放電到 GND 電位以下,但允許輸出跟隨任何高于欠壓鎖定 (UVLO) 閾值的正輸入電壓。這意味著,下降的輸入電壓會將大容量電容 Cbulk 放電。


當(dāng)源極電壓高于 UVLO 閾值(典型值 3.3 V)時,源極/漏極和 UVLO 比較器使電荷泵能夠向完全導(dǎo)通的外部 N 溝道 MOSFET 提供柵源電壓。當(dāng)源極電壓低于 UVLO 閾值(典型值 3.2 V)時,電荷泵和 N 溝道 MOSFET 被禁用,所有負(fù)載電流流過 N 溝道 MOSFET 的體二極管。


測試設(shè)置


使用 NCV68061 的專用測試板來確定各種采用 3×3 和 5×6 封裝且有不同 RDS,ON 的 MOSFET 的功耗和熱性能,以幫助理解不同負(fù)載電流下用于理想二極管控制器的 MOSFET 選擇。


電路圖


圖 8 顯示了測試板的電路圖。其設(shè)計方式支持測試SO-8FL/LFPAK4和μ8FL/LFPAK33封裝的MOSFET。每個MOSFET電路都有一個跳線來使能/禁用NCV68061,以確保一次只有一個控制器處于活動狀態(tài)。使用 3.3 V LDO NCV4294 為控制器的使能引腳 EN 供電??刂破鲗⒖刂?N 溝道 MOSFET,使其像理想二極管一樣工作,并阻止反向電流。


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圖 8. NCV68061 測試板的電路圖


布局


該板是 4 層印刷電路板 (PCB)。輸入和輸出電流分布在頂層、第一內(nèi)層和第二內(nèi)層??缍鄠€層分布電流有助于減少損耗,并提高電路板的熱性能。第二內(nèi)層具有用于柵極信號和使能信號的走線。底層專用于 GND 平面。


17.jpg

圖 9. 頂層


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圖 10. 第一內(nèi)層


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圖 11. 第二內(nèi)層


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圖 12. 底層


熱測量


表 3. 接受評估的 MOSFET

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表 3 顯示了用于熱評估的 N 溝道 MOSFET。選擇具有不同 RDS,ON 的 MOSFET,將功耗限制在 500 mW 左右。MOSFET 頂部殼溫測量在 24°C 環(huán)境溫度下進行,以評估不同輸出電流(6 A、8 A 和 10 A)下 MOSFET 的熱性能。使用 SO-8FL/LFPAK4 (5 x 6) 和 μ8FL/LFPAK8 (3 × 3) 封裝的 MOSFET 進行評估。對每個負(fù)載電流進行兩次測量,一次使用 5 x 6 封裝,另一次使用 3 x 3 封裝。


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圖 13. 6 A、μ8FL


24.jpg

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圖 14. 6 A、SO-8FL


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圖 15. 8 A、μ8FL


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圖 16. 8 A、SO-8FL


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圖 17. 10 A、LFPAK8


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圖 18. 10 A、LFPAK4


有了從熱測量獲得的頂部殼溫和計算出的功耗,便可使用公式 1 計算結(jié)溫 TJ。


34.png (公式1)


TJ = MOSFET 的結(jié)溫


TCASE = 熱像儀測得的封裝頂部溫度


PD = MOSFET 的功耗


RθJT = MOSFET 頂部外殼和結(jié)之間的熱阻


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圖 19. MOSFET 的等效熱阻


RθJT 的值不是固定的,它取決于熱邊界條件,如 PCB 布局、MOSFET 的散熱系統(tǒng)(裸露焊盤等)和其他參數(shù),因此數(shù)據(jù)表未提供此值。RθJT 是一個 < 1°C/W 的小數(shù)字,因為大部分熱量會通過封裝底部的裸露焊盤從結(jié)流向 PCB。因此,沒有多少熱量從結(jié)流向 MOSFET 頂部,可以認(rèn)為 TJ 和 TCASE 的溫差不大。為了確定 TJ,本應(yīng)用筆記假設(shè) RθJT 為 1°C/W。


注意:1°C/W 對于 3 × 3 和 5 × 6 封裝是一個非常保守的假設(shè)。其他封裝會有不同的熱阻。


估算結(jié)溫 TJ


下面使用測得的 TCASE 和 MOSFET 的實際功耗來計算 TJ。下一步將根據(jù)數(shù)據(jù)表的規(guī)格進行理論計算,并將結(jié)果與使用實測數(shù)據(jù)進行的計算進行比較,以確認(rèn) TJ 的理論計算和實際計算是否一致。所有計算均使用 μ8FL (3 × 3) 封裝的 MOSFET NVTFS5C478NLWFTAG。


使用實測 TCASE 估算 TJ


下面的計算使用從測量獲得的值來估算 TJ


●   負(fù)載電流 ILOAD = ID = 6.0 A

●   輸入電壓 Vin = 12.0 V

●   頂部外殼溫度 TCASE = 47.3°C(從熱測量獲得)

●   10.0 V VGS  時的最大導(dǎo)通電阻 RDS,ON = 14.0 mΩ

●   RθJT = 1.0°C/W(3 × 3 和 5 × 6 封裝的假設(shè)值)


36.png(公式2)


使用公式 1,


37.png


TJ 的理論計算


使用基于數(shù)據(jù)表規(guī)格的理論計算來確定 TJ。假設(shè)損耗為 500 mW,使用公式 3 來確定器件的 TJ。


38.png(公式3)


●   MOSFET 的結(jié)溫 TJ

●   MOSFET 工作環(huán)境溫度 TA = 24.0°C

●   MOSFET 的功耗 PD = 500.0 mW

●   MOSFET 的結(jié)和環(huán)境之間的熱阻 RθJA = 51.0°C/W(值來自數(shù)據(jù)表)


39.png(公式4)


NVTFS5C478NLWFTAG 的 TJ,MAX 為 175.0°C,因此有 125.5°C 的裕量。


估算的 TJ 與理論計算值之差很小,為 1.7°C(49.5°C - 47.8°C)。在表 4 中,如以上計算所示,使用理論計算的 TJ 和實測的 TCASE、RθJT、PD 來估算不同負(fù)載和封裝下的 TJ


表 4. 建議 MOSFET 的 TJ 計算值與負(fù)載電流

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●   在 6 A 負(fù)載電流時,5 × 6 封裝的 TJ 裕量比 3 × 3 封裝高約 5.8%。

●   在 8 A 負(fù)載電流時,5 × 6 封裝的裕量比 3 × 3 封裝高約 1.6%。兩款器件封裝不同,但使用相同的芯片,因此 TJ 沒有太大區(qū)別。

●   在 10 A 時,5 × 6 封裝的裕量比 3 × 3 封裝高約 4.3%。

●   同樣,除了一款 10 A MOSFET 有大約 5.4°C 的差異外,理論 TJ 與估算值的差異并不顯著。這表明,對于此特定測試設(shè)置,數(shù)據(jù)表中的 RθJA 是可靠的。

●   從實際應(yīng)用角度看,數(shù)據(jù)表中使用 2 oz. 銅焊盤和較大面積電路板測量 RθJA 似乎不太現(xiàn)實,但它與上面估算的 TJ 差異很小,這表明 RθJA 與針對散熱優(yōu)化的 4 層測試板非常匹配。

●   結(jié)果顯示,由于封裝較大 (5 × 6),熱量得到有效消散并分布到整個器件上,因此其裕量更好。從散熱角度看,較大封裝的器件適合負(fù)載電流較高的應(yīng)用以及環(huán)境溫度較高的應(yīng)用。


估算最大環(huán)境溫度 TA


前面的計算表明,數(shù)據(jù)表的 RθJA 與 NCV68061 測試板非常匹配,因此可以計算 MOSFET 工作的最大環(huán)境溫度。


圖 20 顯示了 NVTFS5C478NLWFTAG 的 RDS,ON 相對于 TJ 的變化。在 175°C 結(jié)溫時,最大 RDS,ON 比 25°C 結(jié)溫時高大約 1.85 倍。因此,最大 RDS,ON 為 1.85 × 14 mΩ = ~25.9 mΩ。


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圖 20. NVTFS5C478NLWFTAG 導(dǎo)通電阻隨溫度的變化


175°C 結(jié)溫和 6 A 負(fù)載電流下的功耗如下:


42.png


RθJA = 51.0°C/W,結(jié)和環(huán)境之間的溫差可以計算如下:


溫差 ΔT = 51.0°C/W × 932.4 mW = 47.5°C


最大 TA = TJ - ΔT


最大 TA = 175.0°C - 47.5°C = 127.5°C


從上面的例子可知,MOSFET 可以在最大 127.5°C 的環(huán)境溫度下工作。如果環(huán)境溫度超出該計算值,則意味著 TJ 已達到 175°C 以上。


MOSFET 芯片本身可以在高于 175°C 的溫度下工作,但由于封裝塑封料的限制,以及為了確保長期運行可靠性,MOSFET 數(shù)據(jù)表規(guī)定最大 TJ 為 175°C。高于最大 TJ 的溫度將導(dǎo)致器件行為無法保證,而且這也意味著器件在規(guī)格范圍之外運行。


表 5 顯示了各種 MOSFET 在不同負(fù)載電流下的估算最大環(huán)境溫度,考慮結(jié)溫為 175°C。


表 5. 估算最大 TAMB

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總結(jié)


極性反接保護電路是車輛中任何 ECU 的核心構(gòu)建模塊之一。本文討論了幾種極性反接保護技術(shù),包括二極管、P 溝道 MOSFET 和 N 溝道 MOSFET。本文比較了所有這些技術(shù),并重點指出了每種技術(shù)的優(yōu)缺點。此外,本文提供了 MOSFET 選型指南以支持 MOSFET 選擇過程,并且給出了一個推薦器件清單。負(fù)載電流從 6 A 到 10 A 的熱測量表明,從散熱角度看,5×6 封裝表現(xiàn)良好,原因是其封裝和芯片更大,RDS,ON 和功率損耗比 3×3 封裝要低。另外,與較小的芯片相比,較大的芯片有助于更好地散熱。盡管如此,表 3 顯示 5×6 和 3×3 封裝的最大 TJ 的裕量差異并不顯著。根據(jù)應(yīng)用需求和所使用的散熱系統(tǒng),5×6 和 3×3 封裝的 MOSFET 均可選用。


理論計算的和實際估算的結(jié)溫 TJ 沒有顯著差異,數(shù)據(jù)表中給出的 RθJA 是實際值,可用來在實際應(yīng)用中執(zhí)行熱分析。使用上文所示的計算,RθJA 有助于計算 MOSFET 可運行的最大環(huán)境溫度。



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