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面向工業(yè)環(huán)境的大功率無線電力傳輸技術(shù)

發(fā)布時(shí)間：2021-09-08 責(zé)任編輯：lina

【導(dǎo)讀】隨著無線電力傳輸技術(shù)在消費(fèi)類電子產(chǎn)品中的日益普及，工業(yè)和醫(yī)療行業(yè)也把關(guān)注焦點(diǎn)轉(zhuǎn)移至這項(xiàng)技術(shù)及其固有優(yōu)勢(shì)。在如 WLAN 和藍(lán)牙（Bluetooth）等各項(xiàng)無線技術(shù)的推動(dòng)下，通信接口日益向無線化發(fā)展，無線電力傳輸技術(shù)也成為一種相應(yīng)的選擇。

1.簡(jiǎn)介

隨著無線電力傳輸技術(shù)在消費(fèi)類電子產(chǎn)品中的日益普及，工業(yè)和醫(yī)療行業(yè)也把關(guān)注焦點(diǎn)轉(zhuǎn)移至這項(xiàng)技術(shù)及其固有優(yōu)勢(shì)。在如 WLAN 和藍(lán)牙（Bluetooth）等各項(xiàng)無線技術(shù)的推動(dòng)下，通信接口日益向無線化發(fā)展，無線電力傳輸技術(shù)也成為一種相應(yīng)的選擇。采用一些全新的方案，不僅能帶來明顯的技術(shù)優(yōu)勢(shì)，還能為新的工業(yè)設(shè)計(jì)開辟更多可能性。這項(xiàng)技術(shù)提供了許多新的概念，特別是在需要對(duì)抗腐蝕性清潔劑、嚴(yán)重污染和高機(jī)械應(yīng)力等惡劣環(huán)境的工業(yè)領(lǐng)域，例如 ATEX、醫(yī)藥、建筑機(jī)械等。比如，它可以替代昂貴且易損的集電環(huán)或觸點(diǎn)。另一個(gè)應(yīng)用領(lǐng)域是必須滿足增強(qiáng)或雙重絕緣等特殊要求的變壓器。

本應(yīng)用說明旨在闡述使用電路技術(shù)可以輕松實(shí)現(xiàn)數(shù)百瓦甚至更高規(guī)格的無線電力傳輸解決方案，同時(shí)無需使用軟件或控制器。

圖 1：Würth Elektronik 無線充電線圈。

2.ZVS 振蕩器（差模諧振轉(zhuǎn)換器）

本應(yīng)用說明中使用經(jīng)典的諧振轉(zhuǎn)換器作為時(shí)鐘電路。

該振蕩器提供諸多優(yōu)勢(shì)：

●獨(dú)立振蕩，只需一個(gè)直流電源

●電流和電壓曲線非常接近正弦曲線

●無需有源器件和軟件

●可在 1 W - 200 W 范圍內(nèi)靈活擴(kuò)展

●MOSFET 開關(guān)接近過零點(diǎn)

●可擴(kuò)展，以適配多種不同的電壓/電流

2.1.基本電路/原理圖：

圖 2：基本諧振轉(zhuǎn)換器電路。

圖2所示的基本電路為發(fā)送側(cè)，包括發(fā)送線圈 LP。接收側(cè)可以采用相同的基本電路（見第3.1章）。

2.2.功能

諧振轉(zhuǎn)換器通常以恒定的工作頻率工作，該工作頻率由 LC 并聯(lián)諧振電路的諧振頻率確定。一旦向電路施加直流電壓，它就會(huì)基于 MOSFET 器件容差開始振蕩。較短時(shí)間內(nèi)，兩個(gè) MOSFET 中的一個(gè)的導(dǎo)電性會(huì)略微超過另一個(gè)。兩個(gè) MOSFET 柵極的正反饋和導(dǎo)電性較差的 MOSFET 的相反漏極會(huì)產(chǎn)生 180° 相移。因此，這兩個(gè) MOSFET 總是異相驅(qū)動(dòng)，永遠(yuǎn)不能同時(shí)導(dǎo)通。兩個(gè) MOSFET 交替將兩個(gè)并聯(lián)諧振電路兩端交替接地，使諧振電路周期性充電。

該電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的另一個(gè)特點(diǎn)是電壓始終接近過零點(diǎn)，這意味著 MOSFET 的開關(guān)損耗極低。該開關(guān)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的缺點(diǎn)則在于，諧振電路中流通的無功電流會(huì)導(dǎo)致空閑狀態(tài)下的功耗相對(duì)較高。因此，理想情況下，諧振轉(zhuǎn)換器應(yīng)該只在加負(fù)載下運(yùn)行。同時(shí)應(yīng)考慮諧振電路的頻率會(huì)隨接收側(cè)的耦合系數(shù)而變化。這是由于接收側(cè)的反射阻抗影響發(fā)射側(cè)的磁化電感而導(dǎo)致，因?yàn)閮蓚?cè)為并聯(lián)。隨著發(fā)送側(cè)磁化電感的下降，耦合系數(shù)降低，導(dǎo)致頻率上升。

圖 1 中的基本電路可以在 3.3 V 至 230 V 以上的電壓下運(yùn)行，具體取決于所用器件。當(dāng)輸入電壓高于 20 V 時(shí)，必須注意接觸保護(hù)，因?yàn)橹C振電路中的電壓已經(jīng)高于 SELV（額定安全低電壓）閾值 50 VAC/120 VDC π 倍或以上。

圖 3：發(fā)射線圈的電壓用藍(lán)色和紅色顯示。柵極電壓用黃色和綠色顯示。

（這些電壓曲線測(cè)量以電路接地端 GND 為參考；Vin = 20 V；Pout = 100 W；優(yōu)化的柵極驅(qū)動(dòng)，參見應(yīng)用示例）

實(shí)際上，整個(gè)無線電力傳輸電路的效率可能超過 90%。這很難得，因?yàn)橥ㄟ^氣隙產(chǎn)生的耦合損耗已計(jì)入，并且輸入端可獲得穩(wěn)定的直流電壓。氣隙在 4-10 mm 范圍內(nèi)時(shí)，效率均可保持穩(wěn)定。磁場(chǎng)中很大一部分未耦合至接收側(cè)的能量會(huì)返回“諧振槽路”。根據(jù)具體應(yīng)用，最大距離可達(dá)18 mm，但耦合系數(shù)和 EMC 方面會(huì)有所犧牲。

發(fā)射側(cè)的電路同樣可用于接收側(cè)，而諧振轉(zhuǎn)換器用作同步整流器。此處需要考慮，接收側(cè)的諧振頻率應(yīng)與發(fā)射側(cè)的諧振頻率非常接近。這樣還可以產(chǎn)生最大的“吸收電路效應(yīng)”。C 和 L 并聯(lián)連接意味著次級(jí)側(cè)作為類似于負(fù)載的恒定電流源，這可以顯著提高電路的整體效率。此外，電容器還可補(bǔ)償無線電源線圈的雜散電感。如果電路構(gòu)建得當(dāng)（即......），則接收器可以將能量反饋給發(fā)射器（即負(fù)載處采用 Linear Technology 的“理想”二極管）。

圖 4：發(fā)射線圈電壓（不以電路 GND 為參考；Vin = 20 V/Pout = 100 W）。

圖 5：發(fā)送側(cè)輸入供電的反射紋波和噪聲 (Vin = 20 V/Pout = 100 W)?可使用低 ESR 聚合物和陶瓷電容器降低電壓紋波。

使用更小的 MOSFET 代替肖特基二極管驅(qū)動(dòng)?xùn)艠O，或使用雙極推挽電路（參見應(yīng)用示例），可以提高效率。

對(duì)于超過 20 V 的電源電壓，可以使用電容分壓器來驅(qū)動(dòng) MOSFET 柵極或DC/DC轉(zhuǎn)換器（如高效緊湊的Würth Elektronik MagI³C 電源模塊）作為輔助電壓源（參見第 3 節(jié)中的應(yīng)用示例）。

同樣，在接收側(cè)，也可以用經(jīng)典的橋式整流器代替諧振轉(zhuǎn)換器。其優(yōu)點(diǎn)包括更高的輸出電壓、更低的成本、更小的空間，但二極管損耗會(huì)導(dǎo)致效率降低。

負(fù)載頻率一般不應(yīng)超過 150 kHz，否則并聯(lián)電容器、發(fā)射和接收線圈的損耗會(huì)過高。此外，150 kHz 以下的 EMC 限值也更高（例如 CISPR15 EN55015 9 kHz - 30 MHz）。105-140 kHz 是迄今為止進(jìn)行的所有試驗(yàn)權(quán)衡之下得到的最佳頻率范圍。根據(jù)目前已獲批準(zhǔn)的感應(yīng)電力傳輸頻帶(100-205 kHz)，此頻率范圍可以確保您處于一個(gè)安全的頻率范圍之內(nèi)。

如果最終產(chǎn)品將在多個(gè)國(guó)家/地區(qū)上市，則應(yīng)事先確定各個(gè)國(guó)家/地區(qū)的法規(guī)以及允許的頻段，以縮短開發(fā)階段的時(shí)間。

圖 6：6.5 mm 氣隙測(cè)量電路 (Vin = 20 VDC；Pout = 100 W)。

圖 7：6.5 mm 氣隙測(cè)量電路 (Vin = 20 VDC；Pout = 100 W)。

圖 8：Pout = 100 W(Vin = 20 V) 的電路/線圈的溫升（上側(cè) = 濾波器 + 電容器）。

圖 9：Pout = 100 W (Vin = 20 V) 的電路/線圈的溫升（下側(cè) = MOSFET + 柵極驅(qū)動(dòng)）。

2.2.1無線電力變壓器的 EMC 特性

通過各種無線電力應(yīng)用傳輸電力時(shí)，遵守 EMC 限值要求并非易事。挑戰(zhàn)在于，發(fā)射和接收線圈就像一個(gè)耦合系數(shù)不佳且氣隙極大的變壓器，這會(huì)導(dǎo)致線圈附近產(chǎn)生很高的雜散電磁場(chǎng)。EMC 測(cè)量表明，從基波頻譜到 80 MHz 的頻率范圍內(nèi)都可能發(fā)生寬頻干擾。如果將測(cè)量的干擾水平保持在限值以下(并留有一定的余量)，則可認(rèn)為干擾場(chǎng)強(qiáng)度也能保持在限值以下?？傮w而言，EN55022 B 類等限值可能成為開發(fā)中不容低估的挑戰(zhàn)。

圖 10：干擾電壓測(cè)量中的頻譜示例（9 kHz - 30 MHz/B 類限值）。

圖 11：針對(duì)共模和差模干擾源的抑制措施。

由于 E 場(chǎng)（雜散場(chǎng)）是導(dǎo)致 WPT 應(yīng)用中 EMC 問題的主要原因，因此必須采取適當(dāng)?shù)拇胧?/div>

A.為減少渦流，應(yīng)在 WPT 線圈（特別是發(fā)射線圈）下設(shè)置朝向電路的帶槽金屬平面（例如覆銅 PCB）。該電路必須通過一個(gè)電容（例如1-100 nF/2000 V WE-CSMH）接地或連接至電路外殼。這樣可以將大部分 E 場(chǎng)短路到電源，不再通過地面?zhèn)鞑ァ?/div>

B.使用足夠的金屬屏蔽和/或吸收材料 (WE-FAS/WE-FSFS) 屏蔽發(fā)射和接收線圈及其驅(qū)動(dòng)。

C.如果漏電流允許，可使用 Y 電容（最大 2x4.7 nF）降低寬頻干擾電平 (WE-CSSA)。

D.為濾除低頻范圍 (50 kHz – 5 MHz) 內(nèi)的共模干擾源，根據(jù)具體工作電壓和電流，可使用以下電流補(bǔ)償（共模）扼流圈系列：WE-CMB/WE-CMBNC/WE-UCF/WE-SL/WE-FC

E.為濾除高頻范圍 (5 MHz – 100 MHz) 內(nèi)的共模干擾源，根據(jù)具體工作電壓和電流，可使用以下電流補(bǔ)償扼流圈系列：WE-CMB NiZn/WE-CMBNC/WE-SL5HC/WE-SCC

F.根據(jù)具體工作電壓，以下可抑制差模干擾的電容器系列可連接在 +/- L/N 之間：WE-FTXX/WE-CSGP

G.由于整個(gè)電路中的交流電流非常高，根據(jù)具體應(yīng)用，緊湊的低電感 PCB 布局對(duì)于成功克服 EMC 問題至關(guān)重要。功率級(jí)器件和諧振電路應(yīng)緊鄰布置，并使用大片覆銅區(qū)域（多邊形）與低電感連接。

圖 12：由于最大可允許漏電流的限制而無法使用 Y 電容接地的設(shè)置示例（例如醫(yī)療設(shè)備、手持設(shè)備、ATEX）。

在開發(fā)期間，通常建議與有資質(zhì)的 EMC 實(shí)驗(yàn)室展開合作，以便測(cè)量整個(gè)設(shè)計(jì)過程中的性能。在大規(guī)模投產(chǎn)后進(jìn)行更改常常會(huì)產(chǎn)生更高的費(fèi)用和額外的工作量（電磁場(chǎng)強(qiáng)度限值）。

2.2.2 發(fā)射和接收線圈

為了找到合適的無線電力傳輸線圈，首先應(yīng)考慮以下幾個(gè)方面：

§線圈中的預(yù)期最大電流（無功額定電流）是多少？

§最大可允許的封裝尺寸（長(zhǎng)/寬/高）是多少？

為避免線圈出現(xiàn)不必要的飽和或過熱，應(yīng)始終預(yù)留 30% 的安全緩沖。如果可以裝入多個(gè)線圈，應(yīng)使用電感最高的線圈，這樣諧振電路的電容器就可以更小。此外，這一措施還可以降低諧振電路中產(chǎn)生的無功電流。降低諧振電路中的電流可以減少自熱，改善 EMC 特性。

發(fā)射和接收線圈的封裝尺寸相同時(shí)可實(shí)現(xiàn)最佳耦合，因此建議尺寸比為 1:1。WE-WPCC 系列器件（例如760 308 102 142(53 mm x 53 mm)、760 308 100 143(ø 50 mm)、760 308 100 110(ø 50 mm)）專為高功率應(yīng)用開發(fā)，可用作發(fā)射和接收線圈。它們的特點(diǎn)是Rdc值非常低，Q 值非常高，同時(shí)飽和電流 IR非常高。

2.2.3.并聯(lián)電容器

由于并聯(lián)諧振電路中流通的電流較高，因此并非所有電容器技術(shù)都適合此項(xiàng)目。根據(jù)具體應(yīng)用，只有三種不同的類型可供選擇：MKP（例如WE-FTXX）(WE-FTBP)、NP0 （例如WE-CSGP）或 FKP。這些電容器類型的損耗系數(shù)較低，因此能夠維持高交流電流而不會(huì)過熱。然而，根據(jù)諧振轉(zhuǎn)換器的具體功率，通過并聯(lián)多個(gè)電容器來分散電流和自熱也非常普遍。應(yīng)當(dāng)注意避免讓任何一個(gè)電容器的溫度超過 85°C。由于X7R、X5R、MKS 等電容器的損耗系數(shù)較高（尤其是介電損耗），因此他們不適合用于諧振轉(zhuǎn)換器?？紤]到封裝尺寸、成本和需最大限度降低諧振電路中的無功電流，應(yīng)選擇盡可能低的電容。此處的限制因素是轉(zhuǎn)換器的最大工作頻率以及發(fā)射和接收線圈的電感水平。電壓穩(wěn)定性應(yīng)至少為 π Vin，此外再預(yù)留20% 的安全儲(chǔ)備。還必須考慮到，頻率低于 5 kHz 時(shí)，MKP 電容器的最大允許VACrms電壓會(huì)顯著下降。

電容器損耗系數(shù) (%)：DF = 2•π•f•ESRcap•C•100

2.2.4.濾波電感器

兩個(gè)濾波電感器將“AC”諧振電路與電源適度分離。同時(shí)，它們還可用作恒定電流源和濾波元件。容許的負(fù)載電流必須適應(yīng)電路的最大額定電流。務(wù)必使用帶有氣隙和高品質(zhì)因子的經(jīng)典功率電感器（例如WE-HCI；WE-PD；WE-LHMI）。其額定電感至少應(yīng)比 WPT 線圈的電感高 5 倍，以便將足夠的能量重新加載到諧振電路中。如果輸入/輸出紋波仍然太高，可以增加濾波電感器或電容器的值。也可以減小濾波器器件的 ESR，同樣可減小紋波。扁平線功率電感器 (WE-HCF/WE-HCI) 有利于在高電流下保持盡可能低的交流和直流損耗。由于這些電感器必須不斷將高交流電流重新加載到諧振電路，因此磁芯材料的磁滯和渦流損耗會(huì)產(chǎn)生相當(dāng)高的自熱。所需的電感水平與濾波電容器的電容直接相關(guān)。更多信息請(qǐng)參見第2.2.7節(jié)。

2.2.5MOSFET

選擇合適的 N-MOSFET 主要取決于電源電壓的大小。例如，如果只有 5 V，則必須使用邏輯電平類型，以便可靠地驅(qū)動(dòng)?xùn)艠O。由于大多數(shù)功率 MOSFET 的最大柵極電壓為 +/- 20 V，因此在電源電壓高于 20 VDC時(shí)，必須采取相應(yīng)措施對(duì)柵極加以保護(hù)?？梢允褂媒拥氐姆€(wěn)壓二極管或電容分壓器，將柵極電壓保持在最佳范圍內(nèi)。此外還必須注意，柵極電壓不能太低，否則諧振轉(zhuǎn)換器中的 MOSFET 會(huì)滯留在線性放大器工作模式，導(dǎo)致電路進(jìn)入閂鎖狀態(tài)。這通常會(huì)導(dǎo)致兩個(gè) MOSFET 中的一個(gè)過熱。此外，必須注意防止高于電源電壓 π 倍的電壓過沖。例如，在 20 Vcc下，MOSFET 必須承受至少 63 V 的漏源電壓，此時(shí)應(yīng)使用 100 V_DS 類型。電路的效率在很大程度上取決于 MOSFET 的“導(dǎo)通”電阻 (Rdson) 和柵極電荷（總柵極電荷）的大小。此處必須做出權(quán)衡，因?yàn)?MOSFET 的Rdson較低時(shí)，總柵極電荷通常較高。

2.2.6.二極管和上拉電阻器

由于必須相對(duì)快速地為 MOSFET 充電，因此柵極的充放電會(huì)快速產(chǎn)生較大電流。這些充電/放電電流必須通過上拉電阻和二極管，由此產(chǎn)生的損耗不可小視。因此，必須適當(dāng)選擇這些器件的最大允許功率損耗 (Pv) 和載流能力。同樣，二極管必須具有與 MOSFET 相同的電壓穩(wěn)定性。此外，也可以使用 MOSFET 的體二極管替代經(jīng)典二極管或肖特基。根據(jù)具體型號(hào)，它們可在高溫下表現(xiàn)出優(yōu)勢(shì)特性，這些特性通常會(huì)在數(shù)據(jù)表中注明。反向恢復(fù)損耗也不應(yīng)被低估，必須加以考慮。

上拉電阻器/二極管功率損耗：Pv = (U diode•I) + (I2•R pull-up)

2.2.7輸入和輸出電容器

這些電容器與功率電感器結(jié)合使用，主要是作為濾波器。當(dāng)諧振頻率低于 200 kHz 時(shí)，電容必須相應(yīng)地增加。試驗(yàn)表明，根據(jù)具體應(yīng)用和使用的功率電感器，電容數(shù)值預(yù)計(jì)在 10 到 1000 μF之間。LC 濾波器產(chǎn)生的 -6 dB 切斷頻率應(yīng)為諧振電路頻率的大約 1/10。理論上，衰減預(yù)計(jì)為 40 dB/dec?？紤]到寄生元件效應(yīng)，實(shí)際的衰減值應(yīng)為 30 dB/dec。根據(jù)具體使用的濾波器線圈，可以在直流電流上疊加一個(gè)較高的交流電流分量。如果電流過高，可使用鋁聚合物電容器代替鋁電解電容器以承受大交流電流。低 ESR 的聚合物和陶瓷電容器還可提供顯著減小反射電壓紋波振幅的可能性。更小的電壓紋波意味著 EMC 干擾測(cè)量中的干擾電平也更低。使用鋁電解質(zhì)電容器和聚合物或陶瓷電容器（例如WCAP-PTHR/WCAP-PSLC）并聯(lián)可以達(dá)到最佳效果。

2.3.諧振轉(zhuǎn)換器的缺點(diǎn)

在實(shí)踐中，此電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)必須考慮兩個(gè)因素，以防止 MOSFET 出現(xiàn)閂鎖情況。

1.切換時(shí)發(fā)射器的供電

如果在電路的瞬態(tài)振蕩期間，電源不能提供足夠的電流，兩個(gè) MOSFET 中的一個(gè)可能會(huì)滯留在線性放大模式，輸入電壓將永久短路接地。這會(huì)導(dǎo)致 MOSFET 過熱，造成永久性損壞。此外還應(yīng)注意，輸入濾波電容器的規(guī)格不宜過大，否則可能會(huì)由于電源的充電電容更大，進(jìn)一步加劇這種“閂鎖”效應(yīng)。

實(shí)踐中，將電容器和諧振電路在電路其余部分之前連接到工作電壓，可以避免這種效應(yīng)。然后可以通過光耦合器或晶體管切換 MOSFET 的柵極。也可以通過切換延后于電源的獨(dú)立電壓源（例如Würth Elektronik MagI³C 電源模塊）來驅(qū)動(dòng)?xùn)艠O。

2.接收側(cè)到發(fā)射側(cè)的反射阻抗

考慮到接收側(cè)較大的負(fù)載躍升或兩個(gè)線圈耦合系數(shù)的突然變化，反射阻抗可能會(huì)導(dǎo)致發(fā)射側(cè)的磁化電感部分發(fā)生短路。反之，這又可能導(dǎo)致振蕩中斷并使電路進(jìn)入“閂鎖”狀態(tài)。

為了應(yīng)對(duì)這種情況，可以利用另一個(gè)并聯(lián)電容器（頻率比發(fā)射器高 10-20%），稍微降低接收器諧振電路的頻率?；蛘撸梢詫⒘硪粋€(gè)電感（功率電感器）并聯(lián)連接到與傳輸路徑?jīng)]有磁耦合的發(fā)射線圈。該并聯(lián)電感必須等于或小于發(fā)射線圈的磁化電感。該并聯(lián)電感在 ZVS 過程中存儲(chǔ)能量，有助于在不利的負(fù)載瞬變情況下保持振蕩。

在首批原型階段，必須在可能的情況下測(cè)試所有可能的負(fù)載情況，以確保設(shè)計(jì)可靠，功能適當(dāng)。

2.4.WPT 線圈環(huán)境優(yōu)化

如果 WPT 線圈固定在金屬上，可能由于雜散磁場(chǎng)引起的感應(yīng)渦流而導(dǎo)致感應(yīng)損耗。此外，附近的金屬（例如 PCB 上的銅）可能會(huì)被動(dòng)加熱。電路也可能會(huì)受到強(qiáng)雜散磁場(chǎng)的影響。隨著 WPT 線圈間隔的增加，這種效應(yīng)會(huì)增強(qiáng)。

適當(dāng)?shù)膽?yīng)對(duì)措施包括增加線圈與 PCB/金屬的距離，以及使用高滲透性鐵氧體箔，例如WE-FSFS。這樣，磁通量會(huì)得到明確控制，不會(huì)轉(zhuǎn)化成熱量。同時(shí)也可以增加耦合系數(shù)，從而提高效率。這種自粘柔性鐵氧體箔有多種尺寸和厚度可供選擇。

圖 13：WE-FSFS 型號(hào)374 006（µ'' 是損耗的實(shí)部，µ'''' 是損耗的虛部）。

3.應(yīng)用示例

3.1.簡(jiǎn)單的接收電路

圖 14：采用肖特基二極管和抗紋波電流鋁聚合物 SMD 電容器的橋式整流電路。該接收電路的輸出功率約為 20 W，具體取決于冷卻表面。

3.2.標(biāo)準(zhǔn)諧振轉(zhuǎn)換器（發(fā)射器和接收器最高約 10 W）

圖 15：用于最高 10 W 的簡(jiǎn)單發(fā)射器/接收器諧振器電路示例。應(yīng)對(duì)所有發(fā)射器實(shí)施輸入電流監(jiān)測(cè)。這可以防止功率 FET 熱過載。如果振蕩在運(yùn)行期間未能正常啟動(dòng)或發(fā)生故障，其中一個(gè)功率 FET 將由 GND 永久控制，從而導(dǎo)致高溫?fù)p壞。邏輯電平 FET 只能在電源電壓低于 9 V 時(shí)使用。