上圖是一個簡圖。實際的變壓器耦合不好，導(dǎo)致了漏感L_p、L_s；電流流過變壓器繞組產(chǎn)生的損耗是由于電阻R_p、R_s；在磁芯激勵出磁場才能將能量傳遞到副變，出現(xiàn)了勵磁電感L_m；磁芯中的變化的磁場是需要消耗能量才能維持的，有了勵磁損耗R_m。加上中間的理想變壓器，這就有了實際變壓器的一個近似等效。

 

這時，中間的理想變壓器只起到了隔離的作用。通過阻抗變換，我們可以去掉它：

 

 

 

無論變壓器匝數(shù)比是多少，我們都可以通過阻抗變換，將變壓器次級的阻抗乘以匝數(shù)比的平方，而將變壓器匝數(shù)比替換為1:1。一個1:1的變壓器原副邊等電位點連載一起，就得到了變壓器的T型等效電路。

 

在一般的電力變壓器分析時，考慮到中間的勵磁支路的電流相對負載電流來說很小，將R1、X1上的勵磁電流忽略，那么勵磁支路就可以移到左側(cè)端口，就得到了變壓器的Γ型等效電路：

 

 

 

這時候，同一之路上的阻抗可以合并，變壓器及負載變成了兩個并聯(lián)的阻抗支路，分析的時候就十分簡單。

 

而在反激變壓器工作時，其實不存在上述分析時提到的變壓器的負載電流，在反激電路原邊繞組勵磁時副邊繞組開路，那么這時可以把勵磁支路移動右側(cè)端口，原理實際是一樣的，就不贅述了。

 

前文提到過，變壓器即是耦合電感，變壓器的T型等效電路與耦合電感的T型去耦電路在形式上是一樣的。變壓器可以認為是耦合系數(shù)極大的特殊耦合電感，分析時可以適當簡化。

 

上面的內(nèi)容其實在很多教材中都有。這樣的等效電路是變壓器分析時的有效工具，前面的兩個截圖就是來自本科教材 《電機學》華中科大版。網(wǎng)上有這個書的pdf版，強烈建議電源工程師仔細讀一下其中的變壓器相關(guān)章節(jié)。（考慮到可能存在的版權(quán)問題，這份資料就不上傳到這里了）

 

等效漏感分析與優(yōu)化

 

這部分結(jié)合反激電源的實際情況，寫一下反激拓撲中所謂的漏感從哪里來。先說結(jié)論：反激拓撲中的漏感，主要來自兩個方面：變壓器自身結(jié)構(gòu)，和PCB走線的寄生電感。

 

考慮到能讀到這里的肯定都是進階讀者，反激拓撲的漏感來自變壓器自身結(jié)構(gòu)這個就不多解釋了。

 

而往往會被忽略的是，PCB走線，尤其是變壓器次級PCB走線的寄生電感，也是反激拓撲的等效漏感的重要來源。PCB走線寄生電感的示意圖如下：

 

 

 

上圖中的L1~L4位置在實踐中都會有一段引線，按前文的理論，其寄生電感都應(yīng)等效為變壓器漏感，實際上也都會影響到MOSFET的電壓應(yīng)力。

 

可能L1~L3對MOSFET電壓應(yīng)力的影響比較容易理解。如果某位讀者對電感L4影響原邊MOSFET電壓應(yīng)力有疑問——在原邊MOSFET產(chǎn)生漏感電壓尖峰應(yīng)力時，L4并沒有電流流過，那么不妨這樣想：由于L4的阻抗的存在，在原邊MOSFET截止時，變壓器中儲存的能量無法立即開始向次級傳遞，那么變壓器能量只能先在原邊流出，直到電感L4的電流上升到足夠大。顯然，由于L4的阻抗，反激電源原邊MOSFET的電壓應(yīng)力會變高。

 

在實際的反激電源產(chǎn)品中，這幾段PCB走線的長度大概在幾mm到幾十mm這個范圍，按1nH/mm粗略估算L1~L4這幾段寄生電感大概在幾nH到幾十nH這個數(shù)量級。

 

相對于可能達到數(shù)百uH以上的變壓器原邊勵磁電感和往往大于2%的變壓器自身漏感比例，似乎L1~L4的總電感量對實際漏感的影響是可以忽略的，但請回想一下前文的阻抗變換的方法。由于變壓器次級整流電路走線的寄生電感L4需要折算到變壓器原邊，折算方法是乘以變壓器匝比，那么在某些應(yīng)用中，L4可能對實際的等效漏感貢獻較大。

 

比如，假設(shè)某個反激電源變壓器的原邊感量為750uH，變壓器匝比20:1 ，變壓器原邊測量漏感比例2%，變壓器漏感為15uH。這個變壓器應(yīng)用于輸入電壓300VDC，輸出電壓5VDC的反激電源中，變壓器次級整流回路的引線長度8mm，寄生電感為8nH，那么這段引線寄生電感折算到變壓器原邊時，感量變?yōu)?/div>