如何通過(guò)可變?cè)鲆娣糯笃鱈MH6505實(shí)現(xiàn)AGC電路設(shè)計(jì)?
發(fā)布時(shí)間:2020-08-13 責(zé)任編輯:lina
【導(dǎo)讀】數(shù)字接收機(jī)對(duì)輸入模擬信號(hào)的要求往往要比模擬接收機(jī)更嚴(yán)格,除了頻率方面有限制外,為了提高A/D 數(shù)據(jù)采集的精度,還要求輸入信號(hào)的幅度既不能過(guò)大,也不應(yīng)過(guò)小。因此為了改善數(shù)字接收機(jī)的動(dòng)態(tài)范圍,較常見(jiàn)的解決方法是在其前級(jí)增加信號(hào)調(diào)理單元。
1 、引言
數(shù)字接收機(jī)對(duì)輸入模擬信號(hào)的要求往往要比模擬接收機(jī)更嚴(yán)格,除了頻率方面有限制外,為了提高A/D 數(shù)據(jù)采集的精度,還要求輸入信號(hào)的幅度既不能過(guò)大,也不應(yīng)過(guò)小。因此為了改善數(shù)字接收機(jī)的動(dòng)態(tài)范圍,較常見(jiàn)的解決方法是在其前級(jí)增加信號(hào)調(diào)理單元。這里給出一種采用寬帶可變?cè)鲆娣糯笃鱈MH6505為核心器件實(shí)現(xiàn)的具有自動(dòng)增益控制功能的信號(hào)調(diào)理電路。與使用專用自動(dòng)增益控制器件的設(shè)計(jì)相比,該信號(hào)調(diào)理電路更適用于中頻信號(hào)處理。
2 、自動(dòng)增益控制原理
自動(dòng)增益控制AGC(Auto Gain Control),即在信號(hào)幅度變化較大的情況下,通過(guò)調(diào)整電路放大系數(shù)來(lái)保持輸出信號(hào)幅度恒定或基本不變。圖1為自動(dòng)增益控制的一種實(shí)現(xiàn)方法。
輸出信號(hào)Sout反饋至比較器,與期望輸出相比較,其誤差e被送至檢波器。若Sout與期望輸出相等,則檢波器輸出值Sf不變;若Sout小于期望輸出,則檢波器輸出作相應(yīng)變化,通過(guò)反饋控制使可變?cè)鲆娣糯笃鞯脑鲆嬖龃?,從而增大Sout的幅度,反之亦然。放大器可將Sf的范圍調(diào)整至可變?cè)鲆娣糯笃鞣答伓丝谝蟮碾妷悍锻瑑?nèi),可放大,也可分壓。其中檢波后的輸出信號(hào)Sf經(jīng)低通濾波后再放大,從而濾除增益控制信號(hào)中無(wú)需的高頻分量。
3、 信號(hào)調(diào)理電路設(shè)計(jì)
該信號(hào)調(diào)理電路作為AD6645數(shù)據(jù)采集器件的前級(jí),要求輸入信號(hào)幅度為0~5 V,輸出信號(hào)帶寬為30 MHz,幅度在1 V以內(nèi)并盡量接近1 V,-3 dB增益范同大于40 dB。根據(jù)以上要求,輸入信號(hào)首先經(jīng)交流耦合送至AGC模塊的輸入端,將幅度調(diào)整至0.9 V左右,再經(jīng)射極跟隨器隔離,送至截止頻率為30 MHz的四階巴特沃思低通濾波器,最后輸出至AD6645,該電路的所有運(yùn)放均采用±5 V的供電電壓。
3.1 、可變?cè)鲆娣糯笃鱈MH6505
可變?cè)鲆娣糯笃鱈MH6505是一款高動(dòng)態(tài)范圍的低功耗寬帶高速放大器,該器件增益可調(diào)整范圍為80 dB,低增益時(shí)的-3 dB帶寬為150 MHz,壓擺率為1 500 V/μs,在無(wú)負(fù)載的條件下輸出電流典型值僅為11 mA,能夠適應(yīng)一般中頻信號(hào)接收機(jī)對(duì)自動(dòng)增益控制電路的要求。圖2為L(zhǎng)MH6505的引腳配置。
3.2、 AGC電路設(shè)計(jì)
圖3為AGC模塊的電路圖。中頻輸入信號(hào)Vin首先送至LMH6505的輸入端,經(jīng)放大后的信號(hào)Vout從輸出端輸出;同時(shí)Vout經(jīng)肖特基二極管VDI 整流后送至積分檢波器的輸入負(fù)端-IN,積分器正端+IN接參考電平Vref因?yàn)榉e分器的實(shí)際輸入為兩輸入端的電壓差,故調(diào)整Vref令其等于期望輸出信號(hào)幅度減去二極管VDI上的壓降,即可完成上述比較功能。這里積分器中運(yùn)算放大器選用超寬帶運(yùn)放LMH6609,以滿足對(duì)反饋電路頻率特性的要求;適當(dāng)調(diào)整積分電路C1與R3的值,令其時(shí)間常數(shù)滿足輸出信號(hào)的頻率要求,積分器輸出的電壓便會(huì)趨向于一穩(wěn)定值,再繹R1與R2分壓調(diào)整,直接送至LMH6505 的電壓控制端,從而完成閉環(huán)反饋。
LMH6505的應(yīng)用電路中,輸入信號(hào)Vin的最大幅度與Rg成正比,是Rg的±7.4倍,Rf用來(lái)調(diào)整LMH6505的增益范圍,最大增益為Rf/Rg的0.94倍。由此看出,涮整實(shí)際增益范圍受Rf與Rg的共同約束。當(dāng)輸入大信號(hào)時(shí),Rg值需也較大,若此時(shí)需要最大增益較大,則又使Rf更大。經(jīng)實(shí)際測(cè)量,Rf值大于50 kΩ會(huì)導(dǎo)致LMH6505的反饋電流過(guò)小,使整體增益系數(shù)急劇下降,并增大輸出的直流偏置,故當(dāng)要求較寬的動(dòng)態(tài)范圍時(shí),LMH6505更適用于僅包括輸入弱信號(hào)放大或輸入大信號(hào)衰減的系統(tǒng)。
3.3 、低通濾波器電路設(shè)計(jì)
由于截止頻率較高,并考慮到設(shè)計(jì)成本與器件體積問(wèn)題,該設(shè)計(jì)選用雙通道寬帶運(yùn)放 LMH6715構(gòu)建四階巴特沃思有源低通濾波器,如圖4所示。圖4中LMH6715_A與LMH6715_B實(shí)際集成在一起。由于信號(hào)在前級(jí)已經(jīng)過(guò)自動(dòng)增益控制處理。故該濾波器通帶增益為1,經(jīng)驗(yàn)證該濾波器通帶波紋為50 dB,-3 dB截止頻率為29.8 MHz,阻帶衰減為40 dB,滿足設(shè)計(jì)需求。
4、 仿真結(jié)果分析
該電路經(jīng)過(guò)PSPICE仿真,在輸入頻率為10 MHz,幅度為0.1 V的正弦波時(shí),輸入/輸出波形如圖5所示;在輸入頻率為30 MHz,幅度為4 V的正弦波時(shí),輸入/輸出波形如圖6所示。可以看出,輸出信號(hào)的幅度基本穩(wěn)定在0.9 V,中頻下閉環(huán)增益可調(diào)范圍大于30 dB,由于后級(jí)連接隔直電容,輸出的暫態(tài)時(shí)間約為400 ns,實(shí)際增益調(diào)整暫態(tài)時(shí)間約70 ns。在信號(hào)帶寬10 MHz情況下閉環(huán)增益可調(diào)范圍大于40 dB,電路增益帶寬積為500 dBMHz,二次諧波比大于40 dB。
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