【導(dǎo)讀】在前面關(guān)于數(shù)字調(diào)制的文章中分別介紹了 IQ 調(diào)制的基本理論及調(diào)制解調(diào)的數(shù)學(xué)解析及圖解過(guò)程（數(shù)字調(diào)制系列：如何理解 IQ ？、數(shù)字調(diào)制系列：IQ 基本理論、數(shù)字調(diào)制系列：IQ 調(diào)制及解調(diào)簡(jiǎn)述），闡述了常見(jiàn)的數(shù)字調(diào)制方式，并解釋了為什么經(jīng)過(guò) IQ 調(diào)制器之后帶寬會(huì)翻倍的原因。
在前面關(guān)于數(shù)字調(diào)制的文章中分別介紹了 IQ 調(diào)制的基本理論及調(diào)制解調(diào)的數(shù)學(xué)解析及圖解過(guò)程（數(shù)字調(diào)制系列：如何理解 IQ ？、數(shù)字調(diào)制系列：IQ 基本理論、數(shù)字調(diào)制系列：IQ 調(diào)制及解調(diào)簡(jiǎn)述），闡述了常見(jiàn)的數(shù)字調(diào)制方式，并解釋了為什么經(jīng)過(guò) IQ 調(diào)制器之后帶寬會(huì)翻倍的原因。本文將著重介紹模擬 IQ 調(diào)制器的特性，為后面的 IQ 調(diào)制性能驗(yàn)證測(cè)試作準(zhǔn)備。
模擬 IQ 調(diào)制器包含 Mixer，在上變頻的過(guò)程中，勢(shì)必會(huì)產(chǎn)生鏡頻產(chǎn)物。當(dāng)輸出無(wú)頻偏信號(hào)時(shí)，即信號(hào)中心頻率與調(diào)制器的 LO 信號(hào)頻率相同時(shí)，相當(dāng)于采用的是 Zero-IF 機(jī)制，鏡頻產(chǎn)物與信號(hào)本身不可分割，即使通過(guò)濾波器也無(wú)法濾除鏡頻。慶幸的是，采用 IQ 調(diào)制及解調(diào)器，即使存在鏡頻產(chǎn)物，依然可以恢復(fù)出原始的 IQ 信號(hào)。這也是為什么模擬 IQ 調(diào)制器之后不需要鏡頻抑制濾波器的原因。
由于這種正交架構(gòu)，IQ 調(diào)制器本身是具有一定鏡頻抑制能力的，但是只有在輸出具有一定頻偏的信號(hào)時(shí)，即信號(hào)中心頻率與 LO 信號(hào)頻率不同時(shí)，才能體現(xiàn)出鏡頻抑制特性。下面將通過(guò)一些特殊的基帶 IQ 信號(hào)進(jìn)行解析分析，闡述影響鏡頻抑制特性的因素，及如何改善鏡頻抑制特性。
1. IQ 信號(hào)幅度平衡性對(duì)鏡頻抑制的影響
IQ 信號(hào)幅度不平衡(即幅度不同)，要么是輸入至調(diào)制器的 I 和 Q 信號(hào)的幅度不平衡，要么是調(diào)制器具有一定的增益不平衡(即 I 和 Q 兩路的增益不同)，這些都會(huì)影響對(duì)鏡頻的抑制能力。
令 i(t)=Acoswbt，q(t)=sinwbt，則經(jīng)過(guò) IQ 調(diào)制輸出的射頻信號(hào) s(t)為
s(t)=Acoswbt· coswct - sinwbt · sinwct
積化和差得
s(t)=0.5(A+1)cos(wc+wb)t + 0.5(A-1)cos(wc-wb)t
當(dāng) A=1 時(shí)，射頻信號(hào)中只有上邊帶(wc+wb)分量；
當(dāng) A=-1 時(shí)，射頻信號(hào)中只有下邊帶(wc-wb)分量；
當(dāng) A≠±1 時(shí)，射頻信號(hào)中同時(shí)包含上邊帶(wc+wb)和下邊帶(wc-wb)兩個(gè)分量。
以上通過(guò)解析方式介紹了 IQ 調(diào)制器的鏡頻抑制特性，其實(shí)通過(guò)圖解方法也可以清晰簡(jiǎn)便地進(jìn)行說(shuō)明。下面考慮 A=1 的情況，圖 1 給出了載波信號(hào)的傅里葉變換，這是雙邊帶頻譜，基帶信號(hào)經(jīng)過(guò) IQ 調(diào)制器實(shí)現(xiàn)了頻譜的搬移，圖 2 分別給出了調(diào)制器兩個(gè)支路上的頻譜變換情況，最終經(jīng)過(guò)合路器合路后，下邊帶分量相互抵消，只剩下上邊帶分量。
圖 1. 載波信號(hào)的傅里葉變換(雙邊帶頻譜)
圖 2. IQ 調(diào)制過(guò)程頻譜變換示意圖
當(dāng) A≠±1 時(shí)，射頻信號(hào)中同時(shí)包含上下邊帶，定義邊帶抑制比為：20lg│A+1│/│A-1│ (dB).
如何改善鏡頻抑制能力呢？
IQ 調(diào)制器兩個(gè)支路的增益不平衡特性已經(jīng)無(wú)法調(diào)整，但是可以在基帶側(cè)通過(guò)調(diào)整 I 和 Q 兩路波形的幅度大小改善鏡頻抑制。矢量信號(hào)發(fā)生器 VSG 及任意波信號(hào)發(fā)生器 AWG 均提供了 IQ Gain Imbalance 調(diào)整參數(shù)，對(duì)其進(jìn)行微調(diào)即可改善鏡頻抑制。
2. IQ 正交性對(duì)鏡頻抑制的影響
正交性包括兩個(gè)方面：(1) 基帶信號(hào) I 和 Q 之間的正交性；(2) IQ 調(diào)制器兩個(gè) Mixer 的 LO 信號(hào)之間的正交性。如果正交性不好，當(dāng)產(chǎn)生無(wú)頻偏的數(shù)字調(diào)制信號(hào)時(shí)會(huì)帶來(lái)調(diào)制和解調(diào)的誤差(EVM、BER 惡化)，另一方面在產(chǎn)生單邊帶信號(hào)時(shí)，會(huì)惡化鏡頻抑制特性。
令 i(t)=cos(wbt+?)，q(t)=sinwbt，則 IQ 調(diào)制器輸出的射頻信號(hào)為
s(t)=cos(wbt+?)· coswct - sinwbt · sinwct
積化和差得
s(t)=0.5(1+cos?)·cos(wc+wb)t-0.5sin?·sin(wc+wb)t-0.5(1-cos?)·cos(wc-wb)t+0.5sin?·sin(wc-wb)t
對(duì)于(wc+wb)分量，令 a=0.5(1+cos?)，b=0.5sin?，則取θ滿(mǎn)足如下關(guān)系：
cosθ=a/√( a2+b2)，sinθ=b/√( a2+b2)
類(lèi)似地，對(duì)于(wc-wb)分量，令 c=0.5(1-cos?)，b=0.5sin?，則取θ1 滿(mǎn)足如下關(guān)系：
cosθ1=c/√(c2+b2)，sinθ1=b/√(c2+b2)
以上公式代入 s(t)，最終可得
s(t)=0.707√(1+cos?)·cos[(wc+wb)t+θ]+0.707√(1-cos?)·cos[(wc-wb)t-θ1]
由正交誤差?造成的鏡頻抑制度為：10lg(1+cos?)/(1-cos?) (dB).
以上是從基帶 I 和 Q 信號(hào)的正交性著手分析對(duì)鏡頻抑制特性的影響，如果基帶信號(hào)理想正交，而 IQ 調(diào)制器兩個(gè) Mixer 的 LO 正交性不好，整個(gè)推導(dǎo)過(guò)程是類(lèi)似的，此處不再贅述。當(dāng)然，IQ 調(diào)制器的特性已經(jīng)固定，只能通過(guò)調(diào)整基帶信號(hào)的正交性改善鏡頻抑制能力。
3. IQ 調(diào)制器的載波抑制特性
IQ 調(diào)制器除了可以抑制鏡頻外，在數(shù)字調(diào)制過(guò)程中還可以抑制載波。理論上，只要模擬 I 和 Q 信號(hào)中沒(méi)有 DC 分量，而且 IQ 調(diào)制器是理想的，那么輸出的射頻寬帶信號(hào)中將沒(méi)有載波。但是實(shí)際產(chǎn)生的寬帶信號(hào)總是具有一定的載波泄露，來(lái)源于兩部分：(1) IQ 信號(hào)中包含一定的 DC 分量；(2) IQ 調(diào)制器中 Mixer 的 LO 泄露。
對(duì)于數(shù)字調(diào)制信號(hào)而言，載波泄露是一種帶內(nèi)干擾，如果載波分量較強(qiáng)，將直接影響整個(gè)系統(tǒng)的通信質(zhì)量。因此，要盡量降低載波泄露。通常在基帶側(cè)微調(diào) I Offset 或者 Q Offset 來(lái)改善載波抑制特性，這相當(dāng)于引入 DC 分量，如果設(shè)置的 DC 的量和極性合適，I 和 Q 兩路引起的載波泄露將相互抵消，甚至可以抵消 Mixer 的 LO 泄露帶來(lái)的影響。
以上介紹了 IQ 調(diào)制器的鏡頻抑制及載波抑制特性，這些都是 IQ 調(diào)制器固有的特性，也是性能驗(yàn)證測(cè)試中必測(cè)的項(xiàng)目。此外，IQ 調(diào)制器還有幅頻響應(yīng)、三階交調(diào)等參數(shù)，這些也都是需要測(cè)試的。不同的測(cè)試項(xiàng)目需要不同的測(cè)試設(shè)備和測(cè)試方法，這將是后面要介紹的內(nèi)容……
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