同步降壓穩(wěn)壓器是一種常用的電源 ，隨著各類應(yīng)用要求的不斷提高，行業(yè)越來越趨向于追求高能效、高可靠性、高功率密度的設(shè)計方案。比如 應(yīng)用于無線局域網(wǎng)的負(fù)載點(PoL)電源，輸入電壓越來越寬，工作頻率、功率密度也越來越高，隨著技術(shù)的發(fā)展，甚至可將整個電源系統(tǒng)集成在單個封裝中。同步降壓穩(wěn)壓器其電路結(jié)構(gòu)本身非常簡單， 但工程師要完成高效可靠的同步降壓穩(wěn)壓器的設(shè)計，還是有著不少的技術(shù)挑戰(zhàn)，必須對穩(wěn)壓器電路的各種工作狀態(tài)有著非常深入、透徹的了解，同時還需完成大量的計算工作。本文將介紹快速設(shè)計出高效可靠的同步降壓穩(wěn)壓器的技術(shù)， 以及安森美半導(dǎo)體的 Power Supply WebDesigner在線設(shè)計工具，幇助工程師解決所面臨的技術(shù)挑戰(zhàn)。

 

 

設(shè)計一個可靠的同步降壓穩(wěn)壓器，首先必須滿足其動態(tài)性能指標(biāo)如負(fù)載響應(yīng)能力。而輸出電感、電容的選擇會直接影響到穩(wěn)壓器的動態(tài)性能，所以同步降壓穩(wěn)壓器的功率電路設(shè)計通常是從選擇輸出電感和電容開始。

 

 

從電路設(shè)計的角度，為實現(xiàn)快速瞬態(tài)響應(yīng)， 必須選擇盡可能小的輸出濾波電感和最小的輸出電容。然而小的電感值會增加電感電流紋波，導(dǎo)致電感中有效電流值增加而使得導(dǎo)通損耗增大，同時所導(dǎo)致的峰值電流的增加，也會大大增加控制管的開關(guān)損耗。

 

使用大電感，可減小電感中的電流紋波，從而降低穩(wěn)態(tài)輸出電壓紋波，所導(dǎo)致的低峰值電流也有助于降低MOSFET的開關(guān)損耗，但電感太大不僅會導(dǎo)致相對較大的直流阻抗，產(chǎn)生較高的電感損耗，還會降低穩(wěn)壓器的負(fù)載響應(yīng)能力，從而降低穩(wěn)壓器的動態(tài)性能。

 

為選擇適當(dāng)?shù)碾姼?，通常可假定電流紋波ΔILO為電感平均電流的30%，然后根據(jù)下面的公式直接計算出合適的電感值。

 

 

最小輸出電容的選擇必須考慮到兩個因素：一是穩(wěn)態(tài)下輸出電壓紋波的要求，二是當(dāng)負(fù)載從滿載到空載突變時所允許的最大輸出過沖電壓。

 

但輸出電容也不是越大越好，太大的輸出電容及電容本身的寄生串聯(lián)電阻會影響到穩(wěn)壓器的輸出電路的性能以及當(dāng)負(fù)載突變時穩(wěn)壓器的瞬態(tài)響應(yīng)能力。

 

通常，輸出電容應(yīng)首選： 一，有較小等效串聯(lián)電阻(ESR)的電容， 以便降低交流損耗和輸出紋波； 二， 有較小等效串聯(lián)電感(ESL)的電容， 以便在負(fù)載突變時抑制輸出偏差。

 

 

作為控制管和同步整流開關(guān)， 功率MOSFET廣泛用于降壓穩(wěn)壓器中。它們消耗大部分的損耗功率，通常決定了穩(wěn)壓器的整體能效。

 

 

針對不同的設(shè)計要求，比如是想要成本最低，還是想要損耗最低，又或是想要封裝盡可能小等等，需要選擇不同的MOSFET。

 

考慮到額定電流通常與MOSFET成本成正比，有的工程師會根據(jù)額定電流的大小來選擇MOSFET，希望以此來控制產(chǎn)品成本；為最大限度地降低導(dǎo)通損耗，有的工程師則會選擇具有最低RDS(ON)的MOSFET；還有的根據(jù)質(zhì)量因數(shù)(FOM)= RDS(ON)xQg(TOT)來進(jìn)行選擇，希望能平衡導(dǎo)通損耗和開關(guān)損耗……這些依賴于參數(shù)的選擇方法其實都有不足。使用額定電流及電壓的方法沒有考慮具體的開關(guān)損耗；而最低RDS(ON)法，成本可能會佷高，且MOSFET寄生電容可能導(dǎo)致更低的能效； FOM法則不能預(yù)測能效或成本。

 

因此，無論是為了降低成本，提高能效，還是為了設(shè)計更緊湊的產(chǎn)品，必須完整計算出電路損耗及工作溫度，才能確保設(shè)計出的產(chǎn)品能工作在可靠的工作溫度范圍，達(dá)到最佳的能效。

 

 

在計算損耗前，需要先了解MOSFET在同步降壓穩(wěn)壓器中的工作機(jī)制。圖1所示為簡化的穩(wěn)壓器的功率電路原理圖，其中Q1為控制管，Q2 為同步管。

 

圖1：簡化的穩(wěn)壓器的功率電路原理圖

 

同步降壓穩(wěn)壓器主要有3種工作狀態(tài)，其開關(guān)順序是A-B-C-B-A，如圖2所示。

 

圖2：同步降壓穩(wěn)壓器的開關(guān)順序

 

狀態(tài)A：控制管導(dǎo)通，輸入電流經(jīng)過控制管、電感傳送到輸出端。

狀態(tài)B：控制管和同步管同時關(guān)斷，電感儲能通過同步管的寄生二極管放電，傳送到輸出端。

狀態(tài)C：同步管導(dǎo)通，電感儲能通過同步管放電，傳送到輸出端。

 

MOSFET的功耗包括控制管和同步管的導(dǎo)通損耗(PCOND)、控制管的開關(guān)損耗PSW、同步管的開關(guān)損耗、控制管和同步管的柵極驅(qū)動損耗PRgate。在140 kHz頻率下導(dǎo)通損耗幾乎占總功耗的70%。隨著頻率升高，總功耗中逐漸以開關(guān)損耗(PSW)為主。

 

1). 控制管Q1的損耗計算

 

Q1工作在硬開關(guān)條件下，在小占空比或高頻(> MHz)時以開關(guān)損耗為主，開關(guān)性能受同步管Q2影響：快速di/dt可導(dǎo)致反向恢復(fù)損耗增加，快速dv/dt有可能引起Q2誤導(dǎo)通, 造成Q1、Q2直通現(xiàn)象，導(dǎo)致額外的損耗。另外，值得注意的是，由Q2體二極管導(dǎo)致的反向恢復(fù)損耗、 Q2輸出電容導(dǎo)致的輸出電容損耗主要耗散于控制管Q1上 [Ref. 1,2]。因此，在計算Q1的開關(guān)損耗和溫度時必須綜合考慮到Q2的影響。另外，Q1的導(dǎo)通阻抗隨結(jié)溫上升而上升。結(jié)溫越高，導(dǎo)通阻抗越高，導(dǎo)通損耗就越高， 使得結(jié)溫進(jìn)一步上升。因此，對Q1的導(dǎo)通損耗必須循環(huán)反復(fù)計算，直到管子的溫度計算結(jié)果穩(wěn)定下來。

 

對于高頻應(yīng)用(>MHz)，控制管Q1的選用應(yīng)針對降低開關(guān)損耗進(jìn)行優(yōu)化。Q1損耗的計算公式如下：

 

 

Q1的導(dǎo)通損耗PCOND隨輸入電壓(VIN)增加而降低，開關(guān)損耗PSW隨VIN增加而增加，柵極驅(qū)動損耗PRgate與VIN無關(guān)。當(dāng)VIN為最大或最小時，Q1的總損耗最大。

 

2). 同步管Q2的損耗計算

 

Q2工作在零電壓開關(guān)(ZVS)條件下，當(dāng)Fsw<1.5 MHz時通常以導(dǎo)通損耗為主。在選擇Q2時，建議選用：

具有低FOM(低Rds_on x Qgs)的MOSFET，以降低Q2的總損耗

低Qgd/Qgs 比率(<1)以防止快速dv/dt引起 Q1、Q2的直通現(xiàn)象

對于高頻應(yīng)用，選用集成肖特基體二極管的MOSFET，以降低反向恢復(fù)損耗以及二極管導(dǎo)通損耗
 

Q2的損耗計算公式如下：

 

 

Q2的導(dǎo)通損耗PCOND隨VIN升高而增加，開關(guān)損耗PSW只是隨著VIN升高而略微增加。而Q2的寄生二極管導(dǎo)通損耗PDcond和柵極驅(qū)動損耗PRgate都與VIN無關(guān)。因此，當(dāng)VIN為最大時，Q2損耗最大。

 

綜上所述，當(dāng)VIN為最大或最小時，Q1 + Q2總的損耗最大。進(jìn)行計算時，必須同時考慮Q1和Q2的相互影響。

 

 

以下通過一個設(shè)計示例, 演示如何完成控制管Q1和同步管Q2的 優(yōu)化選擇。如果要設(shè)計一個輸出為5 V、10 A的同步降壓穩(wěn)壓器，其輸入電壓VIN=8---16V，工作頻率FSW= 350kHz?？紤]到20%的安全裕量及開關(guān)節(jié)點的電壓振蕩，可初步選擇額定電壓30 V以上、額定電流IDCONT 額定值≥ 10.3 A的MOSFET。然后，根據(jù)具體的應(yīng)用要求，確定MOSFET的封裝要求。為簡化演示，我們選擇采用5x6 mm PQFN (Power 56) 封裝的器件。綜合以上選擇條件，安森美半導(dǎo)體的產(chǎn)品陣容中有超過150個器件供選擇，我們需再進(jìn)一步從中挑選出合適的Q1和Q2。同樣為簡化演示，我們將列出用于Q1和Q2的各12個器件。

 

對于Q2，VIN= VINMAX時損耗最大。圖3所示的12個器件中，F(xiàn)DMS7656AS有最低的最大損耗。但由于Q2 寄生參數(shù)會影響Q1的 開關(guān)損耗， 最小Q2 損耗通常并不意味著最佳的總能效。必須比較Q1及Q2的總功耗來找到最佳的Q2以實現(xiàn)最高能效。

 

圖3：Q2的損耗對比

 

對于Q1，VIN= VINMAX或VINMIN時損耗最大。圖4所示的12個器件中，F(xiàn)DMS8027S和FDMS8023S分別在VIN= VINMAX和VINMIN時有最低的最大損耗的Q1。

 

圖4：Q1的損耗對比

 

為優(yōu)化轉(zhuǎn)換器能效，首先根據(jù)VIN選擇損耗最小的Q1，然后選擇產(chǎn)生損耗最小的Q2。本例中， 無論VIN最小或最大，最佳的Q2是相同的，都為FDMS7658AS(但并不總是如此，特別是具有寬VIN范圍或高FSW時)。

 

圖5：優(yōu)化組合Q1和Q2

 

由于當(dāng)VIN=VINMAX或VINMIN，Q1 + Q2總的損耗最大，我們需對總的損耗進(jìn)行對比，選擇最大損耗最低的最佳組合。如圖6所示，選用FDMS8027S為Q1，F(xiàn)DMS7658AS為Q2時，Q1+Q2的最大損耗最低。

 

圖6：Q1和Q2總的損耗對比

 

快速設(shè)計高效可靠的同步降壓穩(wěn)壓器的工具：Power Supply WebDesigner

 

上述設(shè)計示例表明，在設(shè)計同步降壓穩(wěn)壓器時，為選擇最佳的Q1和Q2需進(jìn)行大量繁瑣復(fù)雜的計算。為幫助工程師快速完成高效可靠的設(shè)計，安森美半導(dǎo)體提供了強大的在線設(shè)計平臺Power Supply WebDesigner ，加速FET優(yōu)化。

 

圖7：Power Supply WebDesigner 在線設(shè)計平臺

 

通過Power Supply WebDesigner里的SynchronousBuck功率回路損耗分析工具Power Train Loss，工程師可輕松對比合格MOSFET器件的數(shù)據(jù)及性能，自動排除超過TJ 限制的器件，選擇設(shè)計裕量和工作溫度范圍，選擇單個或雙重封裝的MOSFET，根據(jù)額定電壓、電流或封裝篩選器件，添加并聯(lián)器件和柵極阻尼電阻, 立即計算出不同的Q1 + Q2 組合的損耗，。在完成選定Q1和Q2后，工程師可獲得輸入電壓笵圍和負(fù)載笵圍內(nèi)功率回路的各類損耗和能效曲線，并根據(jù)各類曲線和功率回路能效匯總表針對不同的設(shè)計進(jìn)行完整的分析、比較 (圖8]。最后，Power Supply WebDesigner可提供PNG格式的電路原理圖、Excel格式的器件清單、完整的PDF設(shè)計報告，工程師可在線保存，便于以后參考或修改。

 

圖8：SynchronousBuck功率回路損耗分析工具應(yīng)用

 

 

為滿足行業(yè)高能效、高可靠性和高功率密度的設(shè)計趨勢，在進(jìn)行同步降壓穩(wěn)壓器的設(shè)計時，需從動態(tài)性能、能效設(shè)計等方面綜合考慮。通過仔細(xì)調(diào)整元器件值，能夠相對容易地實現(xiàn)優(yōu)化的動態(tài)性能，但處理和優(yōu)化MOSFET功耗的技術(shù)通常較為繁瑣復(fù)雜。安森美半導(dǎo)體的Power Supply WebDesigner可幫助簡化設(shè)計流程，加速MOSFET優(yōu)化選擇。