前言
 

蜂窩基站接收機(jī)需要在有較高阻塞/干擾信號的情況下接收天線端微弱的有用信號。干擾信號通常會被濾波器濾除，但濾波是在第一級下變頻后的中頻(IF)階段進(jìn)行的。因此，中頻濾波器之前的LNA與混頻器必須具有較高的線性度(IP3)和低噪聲系數(shù)(NF)。

 

圖1給出了一個典型的基站接收機(jī)架構(gòu)的簡化框圖。接收機(jī)從天線開始，然后是高Q值調(diào)諧濾波器單元，低噪放位于天線附近。通過同軸線纜將接收到的信號連接到收發(fā)信機(jī)，收發(fā)信機(jī)單元由低噪放、低噪聲混頻器、聲表濾波器以及中頻放大器構(gòu)成，最后是模/數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)。第一級混頻器將信號下變頻至70MHz至100MHz (CDMA 800/GSM 900)或200MHz至300MHz (GSM 1800/GSM 1900/UMTS)。

 

圖1. 蜂窩基站接收機(jī)的基本框圖

 

通常使用本振驅(qū)動電平大于17dBm的無源平衡二極管混頻器來滿足對混頻器線性度和噪聲的要求(圖2)。這些基站混頻器由分立元件或混合集成電路構(gòu)成，本振驅(qū)動由外部特性阻抗為50Ω的緩沖放大器實現(xiàn)。因此，在信號注入混頻器之前增加濾波器，濾除本振殘余相噪是可行的。選擇IC方案時，必須謹(jǐn)慎考慮本振驅(qū)動的噪聲，以滿足系統(tǒng)要求。在芯片的輸入端口通過濾波將本振電平噪聲限制到kT，本振緩沖放大器將使本振相噪劣化。當(dāng)存在大的阻塞信號時，由于本振噪聲與強(qiáng)干擾信號之間的倒易混頻會增加接收機(jī)的噪聲。

 

圖2. 帶本振濾波的分立式無源17級基站接收機(jī)混頻器

 

 

熱噪聲是接收機(jī)混頻器中常見的測量噪聲，定義為具有50Ω射頻輸入端口的混頻器的噪聲性能，端口的噪聲功率密度為-174dBm/Hz ()。輸入?yún)⒖荚肼暱梢杂苫祛l器的噪聲系數(shù)獲得。

 

 

式中，

 

k = 玻爾茲曼常數(shù)

= 絕對溫度(290K) 

F = 混頻器的噪聲系數(shù)。 

 

倒易混頻發(fā)生在射頻端口存在強(qiáng)射頻信號的情況下。這是一種在噪聲系數(shù)(NF)測量中沒有計算在內(nèi)的附加噪聲。輸入倒易混頻噪聲可以在特定的阻塞電平條件下評估。假定輸入本振噪聲為，帶寬為B，中頻端口的倒易混頻噪聲為：

 

 

如果干擾頻率與有用信號的頻率偏差足夠大，相位噪聲可認(rèn)為是平坦的。這兩個噪聲源可看作相互獨立，并且可以直接相加(圖4所示)。存在阻塞信號時，對輸入、輸出信噪比的影響可以用下式表示：

 

 

 

根據(jù)混頻器輸出端口所需要的載噪比(C/I)、輸入阻塞信號電平、信號電平以及接收噪聲帶寬(B)，可以估算所需的本振噪聲，單位為。對于GSM基站，偏差大于3MHz的最大阻塞信號電平定為-13dBm，在阻塞條件下所需接收靈敏度為-101dBm，GSM系統(tǒng)的帶寬‘B’為200kHz。

 

 

對于需要C/I比為10的GSM基站系統(tǒng)，計算所得的相位噪聲電平為-151dBc/Hz?？紤]到前端熱噪聲，實際的相位噪聲應(yīng)該大于該值，移動基站的阻塞指標(biāo)比較寬松，= -138dBc/Hz。

 

圖3. 典型集成基站接收機(jī)混頻器，集成了本振驅(qū)動和中頻放大功能

 

 

將式1和式2代入式3，得到接收機(jī)信噪比下的等效本振噪聲電平(單位為dBc/Hz)。高線性混頻器要求較高的本振驅(qū)動電平，但同時放大器的底噪也會相應(yīng)增加。如式2所示，由于倒易混頻使本振噪聲出現(xiàn)在中頻端口，可以在中頻端口測量本振驅(qū)動放大器的噪聲。圖5所示配置可以用來測量阻塞條件下的混頻器噪聲。底噪測量分別在無信號和存在阻塞信號的條件下進(jìn)行。由輸出熱噪聲以及輸出倒易混頻噪聲組成，經(jīng)過聲表濾波器衰減和中頻放大。由小信號噪聲(F)和增益(G)確定。 

 

可以從中分離出來，并計算集成本振驅(qū)動放大器的(dBc/Hz)。定義集成混頻器的等效噪聲可以幫助系統(tǒng)設(shè)計者由式3估算信噪比(SNR)的劣化。

 

圖4. 混頻器總噪聲由熱噪聲和倒易混頻噪聲組成

 

 

MAX9993是一款為PCS/DCS/UMTS (1.7G至2.2G)應(yīng)用設(shè)計的一款有源混頻器。其典型增益為8.5dB，噪聲系數(shù)9.5dB，IIP3 = 23.5dBm，P1dB = 13.0dBm，工作所需的本振電平在0至6dBm之間。輸入?yún)⒖紵嵩肼?img src="/editorfiles/20170612031305_1132.png" alt="集成基站混頻器本振噪聲的規(guī)格與測量" width="220" height="17" />輸出熱噪聲本例中工作頻率分別為： 1800MHz，在偏離處注入5dBm的阻塞信號，且使用一個190MHz的中頻濾波器(SAWTEK 855770)濾除215MHz處的阻塞信號，用Agilent E4404B頻譜分析儀測得的為-127dBm/Hz。不存在阻塞信號的同樣配置下，測得的噪聲電平為該配置中，中頻放大器的增益和噪聲系數(shù)分別為29.5dB和2.5dB。所測得的與使用實驗配置下的增益和存在阻塞條件下的噪聲系數(shù)計算的結(jié)果一致。

 

圖5. 存在阻塞情況下測量噪聲以及推導(dǎo)9999的實驗配置

 

圖6. 不同溫度條件下MAX9982以dBc/Hz表示的本振噪聲()相對于輸入本振驅(qū)動功率的變化

 

存在阻塞情況下噪聲的增加歸結(jié)到混頻器輸出噪聲表現(xiàn)為到的劣化。通過頻譜儀測量到的噪聲電平()來源于熱噪聲、倒易混頻、聲表以及中頻放大器。通過對整個系統(tǒng)的級聯(lián)噪聲分析，混頻器的等效噪聲系數(shù)由9.5dB增加到16dB。從合成噪聲()中，使用在混頻器噪聲部分推導(dǎo)的公式可求出倒易混頻噪聲。式3所示信噪比降低16dB，從式3解出，結(jié)果是：

 

 

輸入倒易混頻噪聲= 15dBm/Hz - 174dBm/Hz = -159dBm/Hz。由于使用了5dBm的阻塞信號，為-164dBc/Hz。該指標(biāo)遠(yuǎn)小于GSM所需要的-151dBc/Hz。

 

以信噪比(dBc/Hz)定義的本振噪聲會隨著本振驅(qū)動信號的變化而變化，同時該驅(qū)動信號會受本振驅(qū)動的限制。從下述例子可以看到這一點。

 

MAX9982是一款用于CDMA/GSM頻帶(825MHz至915MHz)的高線性混頻器，其輸入IP3 > 26dBm，增益為3dB且噪聲系數(shù)NF = 11dB。該混頻器工作時的本振驅(qū)動范圍為-5dBm至+5dBm之間。大多數(shù)參數(shù)隨著本振驅(qū)動信號而變化。圖6給出了一個以驅(qū)動電平為函數(shù)的(dBc/Hz)曲線。此次測量所采用的配置與圖5完全相同。一個SAWTEK (854823) 86.6MHz的GSM中頻濾波器用于衰減中頻端口的阻塞信號(DUT口為5dBm)。

 

 

本文討論了在基站集成混頻器設(shè)計中本振驅(qū)動放大器噪聲的影響。用一個簡單的噪聲模型，倒易混頻成分可以從存在阻塞信號情況下的整體噪聲中提取出來，通過測量在阻塞條件下的整體輸出噪聲，測量出了兩個集成混頻器內(nèi)部的驅(qū)動放大器的本振噪聲。這個數(shù)據(jù)可以用來計算阻塞條件下接收機(jī)的靈敏度。

 

本文來源于Maxim。