不過有一些好消息：未來幾年內(nèi)，高采樣速率模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)和數(shù)模轉(zhuǎn)換器(DAC)技術(shù)將引領(lǐng)寬帶數(shù)字接收器架構(gòu)的發(fā)展。最重要的是，ADI公司的轉(zhuǎn)換器將保持傳統(tǒng)低速率數(shù)字轉(zhuǎn)換器的出色線性度、噪聲性能和動(dòng)態(tài)范圍。作為主力的超外差式調(diào)頻器將讓位于直接采樣和直接變頻架構(gòu)1。自適應(yīng)頻譜調(diào)諧將繼續(xù)從射頻轉(zhuǎn)向數(shù)字信號(hào)處理領(lǐng)域。

 

寬帶射頻檢測的這種巨大轉(zhuǎn)變將帶來尺寸、重量、功耗與成本(SWaP-C)優(yōu)勢：以較低的每通道成本提供更高的接收和發(fā)射通道數(shù)，外形尺寸則與當(dāng)今相同或更小。

 

展望即將到來的具有多倍頻程帶寬的數(shù)字電子戰(zhàn)接收器時(shí)代，本文討論設(shè)計(jì)出色動(dòng)態(tài)范圍時(shí)面臨的新挑戰(zhàn)和考慮因素。在本文中，動(dòng)態(tài)范圍指瞬時(shí)無雜散動(dòng)態(tài)范圍，這是負(fù)責(zé)在擁擠的較大阻塞頻譜中檢測小信號(hào)的接收器的關(guān)鍵品質(zhì)因數(shù)。

 

新一代ADC性能

 

受老一代數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器的限制，當(dāng)今許多電子戰(zhàn)接收器的瞬時(shí)帶寬(IBW)在倍頻程以下。未來，這些接收器將被IBW有幾GHz的多倍頻程寬帶數(shù)字接收器所取代。例如，在未來幾年，越來越多的檢測平臺(tái)將采用具有ADC和DAC的ADI轉(zhuǎn)換器芯片，這些芯片能夠處理大于4 GHz的IBW，同時(shí)保持70 dB以上的SFDR2,3,4

 

一種受歡迎的低SWaP寬帶數(shù)字接收器ADC使用案例可能是：

 

●     ADC采樣速率約為15 GSPS

●     對(duì)第一奈奎斯特區(qū)（即DC到6 GHz）直接采樣

●     對(duì)第二奈奎斯特區(qū)（即8 GHz到14 GHz）直接采樣

●     射頻模塊轉(zhuǎn)換中頻段（6 GHz至8 GHz）和更高頻率(>14 GHz)

 

電子戰(zhàn)接收器需要覆蓋越來越高的頻譜，從18 GHz到50 GHz甚至更高范圍。ADC較高的第二奈奎斯特區(qū)可簡化頻率規(guī)劃，從而允許使用簡單的射頻前端模塊轉(zhuǎn)換器和要求放寬且SWaP更小的射頻濾波器。以下討論考慮射頻前端與高采樣速率的ADC級(jí)聯(lián)，這與前面的例子相似。

 

寬帶數(shù)字接收器的動(dòng)態(tài)范圍

 

優(yōu)化動(dòng)態(tài)范圍的接收器設(shè)計(jì)人員必須在靈敏度(NF)與線性度（IP2、IP3）之間取得平衡，因?yàn)檫@些射頻器件特性通常相互制約。在較低射頻級(jí)別時(shí)，動(dòng)態(tài)范圍受靈敏度限制；在較高射頻級(jí)別時(shí)，動(dòng)態(tài)范圍受線性度限制。根據(jù)經(jīng)驗(yàn)，允許的接收器最大工作電平應(yīng)如此設(shè)置，即其應(yīng)使得多信號(hào)交調(diào)失真(IMD)雜散水平等于噪聲功率，如圖1所示?，F(xiàn)代系統(tǒng)使用自適應(yīng)瞬時(shí)帶寬通道化和處理帶寬(Bv)，本底噪聲因此上下移動(dòng)10Log(Bv)。處理帶寬的細(xì)微差別至關(guān)重要，值得在后面單獨(dú)討論。

 

圖1.SFDR與ADC工作范圍、噪聲、IMD雜散和檢測閾值有關(guān)

 

寬帶數(shù)字接收器的多倍頻程IMD2挑戰(zhàn)

 

寬帶數(shù)字接收器的發(fā)展帶來了新的射頻挑戰(zhàn)。在多倍頻程寬帶數(shù)字接收器中，多信號(hào)二階交調(diào)失真(IMD2)雜散是一個(gè)問題，會(huì)損害動(dòng)態(tài)范圍。雖然IIP3在射頻器件數(shù)據(jù)手冊中一直是一個(gè)關(guān)鍵品質(zhì)因數(shù)(FOM)，但I(xiàn)IP2更難追蹤，對(duì)電子戰(zhàn)設(shè)計(jì)人員而言可能更棘手。IMD2雜散的問題在于，入射雙音信號(hào)功率每降低1 dB，IMD2雜散只會(huì)降低1 dBc，而三階交調(diào)失真(IMD3)雜散則降低2 dBc。

 

當(dāng)然，多倍頻程直接射頻采樣在ADC第一奈奎斯特區(qū)的較低部分進(jìn)行并不是什么新鮮事。例如，一個(gè)較舊的系統(tǒng)可能以500 MSPS采樣，并觀測第一奈奎斯特區(qū)中的DC至200 MHz范圍，不會(huì)有IMD2問題。這是因?yàn)樵谶@些較低頻率（即不到幾百M(fèi)SPS），ADC特性是高度線性的，ADC的有效IIP2和IIP3非常高，導(dǎo)致良性IMD2產(chǎn)物消失在本底噪聲以下。就像寬帶射頻器件一樣，多GHz、多倍頻程ADC的線性度會(huì)隨著頻率的提高而降低，而在較高工作頻率時(shí)，IMD2產(chǎn)物常常位于本底噪聲之上。展望未來，我們需要處理IMD2。

 

拓寬寬帶數(shù)字接收器的SFDR定義

 

不請(qǐng)自來的IMD2要求重新定義流行的接收器FOM瞬時(shí)無雜散動(dòng)態(tài)范圍(SFDR)。SFDR指當(dāng)有多個(gè)較大信號(hào)產(chǎn)生IMD雜散時(shí)，接收器可以檢測到多小的信號(hào)。相對(duì)于大信號(hào)，SFDR以dB為單位指定。

 

傳統(tǒng)上，SFDR是根據(jù)IMD3產(chǎn)物、NF和處理帶寬來定義的。許多文章中對(duì)基于IMD3的SFDR進(jìn)行了推導(dǎo)，其有時(shí)也被稱為瞬時(shí)SFDR，這也是本文中的意思5,6。我們將其稱為SFDR3：

 

 

如今，基于IMD2的SFDR較少受到關(guān)注，但它作為一個(gè)重大威脅已經(jīng)迫在眉睫，需要予以解決。它可以采用與SFDR3相同的方式推導(dǎo)出來，這里將其稱為SFDR2：

 

 

圖2顯示了一種射頻前端頻譜情況，三個(gè)同步信號(hào)（F1、F2和F3）造成交調(diào)產(chǎn)物，動(dòng)態(tài)范圍的下限由此決定。低于此水平時(shí)，寬帶數(shù)字接收器便無法輕易分辨出目標(biāo)是真實(shí)的還是虛假的IMD雜散。

 

圖2.多信號(hào)F1、F2和F3（每個(gè)均為60 MHz）引起二次諧波、IMD2（紅色）、IMD3（綠色）和IMD2/3組合（灰色）雜散的示例。本底噪聲（棕色）標(biāo)記為PN。

 

當(dāng)今的倍頻程以下IBW接收器（如圖2虛線框所示）僅擔(dān)心IMD3，因?yàn)槠湮挥趲?nèi)，無法濾除。它不用擔(dān)心IP2，因?yàn)镮MD2及其引起的信號(hào)處于很容易濾除的位置。使用輸入射頻濾波可以輕松將F3斬波，從而使F3–F1和F3–F2降至本底噪聲以下。與F1和F2的二次諧波非常相似，F(xiàn)1+F2 IMD2可以通過輸出濾波輕松衰減。當(dāng)然，必須考慮ADC相對(duì)于奈奎斯特折疊雜散的二階性能，但前端IMD2性能很容易處理。

 

進(jìn)入多倍頻程IBW接收器（如圖2實(shí)線框所示）后，情況開始改變。與IMD3相比，IMD2是更大的問題。IMD2雜散及其引起的干擾現(xiàn)已在帶內(nèi)。帶通濾波會(huì)破壞多倍頻程IBW的作用。這就是為什么可調(diào)陷波濾波盡管有其局限性，但作為前端干擾緩解措施卻越來越受到關(guān)注。它不會(huì)讓多倍頻程頻譜損失太多。

 

圖3顯示了一個(gè)示例多倍頻程寬帶數(shù)字接收器的基波多音大信號(hào)、IMD2和IMD3水平、本底噪聲以及相應(yīng)的SFDR之間的關(guān)系。該例使用ADC的實(shí)際噪聲和線性度特性，該ADC對(duì)第一奈奎斯特區(qū)進(jìn)行采樣，IBW為4 GHz（從2 GHz到6 GHz）。假定處理帶寬為469 kHz。

 

圖3.SFDR2和SFDR3反映在最大信號(hào)（基波）以下多遠(yuǎn)，您可以輕松檢測到較小信號(hào)。由于變化很大，此處的檢測閾值為零。實(shí)踐中，應(yīng)從SFDR中減去檢測閾值。

 

最佳SFDR2和SFDR3出現(xiàn)在不同的Pin工作點(diǎn)，在這些工作點(diǎn)，相應(yīng)的IMD水平與噪聲功率相交。如果假裝這是一個(gè)采用前端射頻限帶技術(shù)的倍頻程以下接收器，則SFDR3決定總體SFDR，我們可以預(yù)期最佳情況SFDR為79 dB，這非常不錯(cuò)。但是，由于電子戰(zhàn)接收器需要多倍頻程IBW，因此SFDR2決定總體SFDR。在最佳SFDR3輸入水平(Pin = –20 dBm)時(shí)，IMD2雜散使SFDR降低24 dB，導(dǎo)致SFDR為55 dB。結(jié)果很公平，但令人失望。

 

一個(gè)有用的經(jīng)驗(yàn)法則是，對(duì)于特定射頻輸出水平 = PRF,O，要獲得同等的IMD2和IMD3水平，必須滿足以下條件：

 

 

換句話說，此條件將使SFDR2和SFDR3線在同一點(diǎn)與本底噪聲相交，因此SFDR2不會(huì)限制性能。

 

對(duì)于之前的SFDR示例情況，射頻前端向ADC饋送–20 dBm，OIP3為20 dBm。要獲得相同水平的IMD2和IMD3雜散（從而不限制性能），所需的OIP2為：

 

 

考慮到與其他特性（如頻率、帶寬、噪聲和直流功率）的平衡，目前無法獲得這樣的器件原始OIP2性能。因此，業(yè)界對(duì)新一代自適應(yīng)前端干擾緩解技術(shù)的興趣日益濃厚。

 

為了減小IMD2，接收器必須將最大輸入工作電平從–20 dBm降至–32 dBm，然后才能將SFDR2改進(jìn)到66 dB的最佳情況。在圖3中，此最佳SFDR2是IMD2跡線與本底噪聲相交的位置。遺憾的是，在Pin = –32 dBm時(shí)的最佳情況SFDR2仍比在–20 dBm時(shí)的最佳情況SFDR3差13 dB?，F(xiàn)在我們已經(jīng)降低了最大工作電平，因此問題的焦點(diǎn)轉(zhuǎn)移到噪聲功率（靈敏度）限制上，這將在以下部分進(jìn)行討論。

 

是什么決定了寬帶數(shù)字接收器的處理帶寬？

 

當(dāng)處理帶寬變窄時(shí)，電子戰(zhàn)接收器的靈敏度或噪聲功率會(huì)變得更好。但是，通常情況下需要權(quán)衡取舍：不能只將帶寬降低到任意小的值就認(rèn)為天下大吉。有哪些競爭因素需要考慮？要回答這個(gè)問題，我們需要討論抽取、快速傅立葉變換(FFT)及其關(guān)系。首先定義幾個(gè)變量：

 

 

ADI公司的高采樣速率ADC采用片內(nèi)數(shù)字信號(hào)處理器(DSP)模塊，可對(duì)原始數(shù)據(jù)流進(jìn)行可配置的濾波和抽取，以將最小有效載荷發(fā)送至下游FPGA。ADI公司的相關(guān)文獻(xiàn)對(duì)此過程進(jìn)行了詳細(xì)討論3。抽取的明顯好處是減少了必須通過JESD204B/JESD204C傳遞給FPGA的數(shù)字有效載荷。另一個(gè)好處是，與在FPGA架構(gòu)中實(shí)現(xiàn)相同操作相比，使用本地片內(nèi)抽取專用電路（即ASIC）可以節(jié)省功耗。但是，本地片內(nèi)抽取不僅僅有益于簡化數(shù)據(jù)流和節(jié)省功耗。我們會(huì)在后面談到這個(gè)問題。

 

圖4顯示了現(xiàn)代寬帶數(shù)字轉(zhuǎn)換中使用的模塊（與本討論相關(guān)）。該流程包括對(duì)數(shù)據(jù)流進(jìn)行采樣、數(shù)字下變頻、數(shù)字濾波、抽取和快速傅立葉變換。

 

圖4.ADC數(shù)據(jù)抽取和FFT的簡單框圖

 

首先，使用微調(diào)NCO將在fS處采樣的數(shù)據(jù)數(shù)字下變頻到基帶（復(fù)數(shù)I/Q）。然后，使用可編程低通數(shù)字濾波器對(duì)數(shù)據(jù)流進(jìn)行濾波。此預(yù)抽取數(shù)字濾波設(shè)置中頻帶寬，并且是設(shè)置接收器本底噪聲PN的兩個(gè)不同操作中的第一個(gè)。隨著中頻帶寬變小，并且濾波使寬帶噪聲衰減，帶內(nèi)積分噪聲功率會(huì)降低。

 

 

接下來，以M進(jìn)行抽取會(huì)將有效采樣速率降至fS/M，保留第M 個(gè)樣本，并將其間的樣本丟棄。

 

因此，下游FFT處理獲得速率為fS/M且?guī)挒閒S/2M的數(shù)據(jù)流。最后，F(xiàn)FT長度N設(shè)置窗口寬度和捕獲時(shí)間，這是設(shè)置本底噪聲的第二步。

 

 

抽取和FFT對(duì)寬帶數(shù)字接收器本底噪聲的影響

 

圖5將寬帶數(shù)字接收器的處理本底噪聲(K)與ADC的噪聲譜密度(L)關(guān)聯(lián)起來，后者是ADC加性噪聲的FOM，可在數(shù)據(jù)手冊上輕松獲得?，F(xiàn)有ADI文獻(xiàn)很好地解釋了處理增益、NSD、SNR和量化噪聲7。

 

圖5中最有用的關(guān)系是：

 

 

處理本底噪聲（圖5中的K）與PN相同，可以放入式1和式2中。注意，設(shè)計(jì)人員基于下一部分中討論的設(shè)計(jì)權(quán)衡和約束條件仔細(xì)選擇M和N。

 

圖5.抽取和FFT增益運(yùn)算與通常參考的噪聲水平的關(guān)系

 

盡管提高抽取系數(shù)M與減小FFT長度N（圖5中的E）對(duì)降低本底噪聲（圖5中的C）具有相同的比例效應(yīng)，但必須注意二者的機(jī)制完全不同。抽取步驟涉及使用數(shù)字濾波對(duì)通道進(jìn)行限帶。由此設(shè)定的有效噪聲帶寬決定了通道中的總積分噪聲（圖5中的D）。它還設(shè)置了可檢測信號(hào)的最大瞬時(shí)頻譜帶寬。與之相比，F(xiàn)FT步驟本身并不進(jìn)行濾波，而是將通道中的整個(gè)積分噪聲擴(kuò)展到N/2個(gè)窗口中，并且決定了頻譜線分辨率。N越高，則窗口越多，每個(gè)窗口的噪聲含量就越低8。抽取增益M和FFT增益N共同定義了FFT窗口的寬度，在討論處理帶寬時(shí)常常將它們合并在一起（圖5中的F），但其值必須根據(jù)各自對(duì)信號(hào)帶寬、頻譜分辨率、靈敏度、延遲要求的微妙影響來平衡，詳見下一部分的討論。

 

處理帶寬和系統(tǒng)性能的權(quán)衡

 

反過來將抽取M和FFT N與高優(yōu)先級(jí)性能關(guān)聯(lián)起來：

 

延遲是檢測和處理連續(xù)頻譜捕獲的時(shí)間，必須盡可能短。許多系統(tǒng)需要近乎實(shí)時(shí)的操作，這就要求M×N盡可能小。隨著FFT大小的增加，頻譜分辨率會(huì)提高，而本底噪聲會(huì)降低，因?yàn)榉e分噪聲會(huì)分布在更多窗口上。需要權(quán)衡的是采集時(shí)間，后者很重要，計(jì)算公式如下：

 

 

當(dāng)較短時(shí)間脈沖的頻譜內(nèi)容擴(kuò)展到相對(duì)較寬的頻帶時(shí)，最小可檢測脈沖寬度(PW)設(shè)置最小容許中頻通道帶寬。如果中頻通道帶寬太窄，則信號(hào)頻譜內(nèi)容將被截?cái)?，較短時(shí)間脈沖將得不到正確檢測。設(shè)置最大容許M的最小中頻帶寬必須滿足以下條件：

 

 

頻譜分辨率和靈敏度隨著FFT窗口變窄（需要增加N）而提高。更長的脈沖寬度和PRI需要更高的分辨率才能分辨出更近的頻譜線，這意味著需要更大的N才能正確檢測。N的增加會(huì)改善頻譜線分辨率，但只能在M所定義的中頻帶寬內(nèi)。如果使用過高的抽取，N的增加會(huì)改善M所設(shè)置的中頻帶寬內(nèi)的頻譜分辨率，但無法恢復(fù)丟失的信號(hào)帶寬。例如，脈沖寬度低于接收器最小脈沖寬度的脈沖序列將有一個(gè)頻域sinc函數(shù)，其主瓣超過抽取帶寬。增加N將有助于解析序列的PRF，但無助于解析脈沖寬度，該信息會(huì)丟失。唯一的解決辦法是減小抽取M，增加中頻帶寬。

 

抽取、FFT和脈沖序列檢測

 

電子戰(zhàn)寬帶數(shù)字接收器的大部分工作是解交織、識(shí)別、跟蹤同時(shí)入射的雷達(dá)脈沖序列。載波頻率、脈沖寬度和脈沖重復(fù)間隔(PRI)是雷達(dá)的標(biāo)簽，對(duì)于確定誰是誰至關(guān)重要。檢測方案中同時(shí)使用時(shí)域和頻域9?？傮w目標(biāo)是在盡可能短的持續(xù)時(shí)間內(nèi)檢測、處理和響應(yīng)脈沖序列。動(dòng)態(tài)范圍至關(guān)重要，因?yàn)殡娮討?zhàn)接收器需要同時(shí)跟蹤多個(gè)遠(yuǎn)距離目標(biāo)，并且同時(shí)受到高能干擾脈沖的轟炸。

 

脈沖序列FFT示例

 

這里給出了兩個(gè)脈沖序列示例。第一個(gè)代表脈沖多普勒雷達(dá)，其在10％的占空比時(shí)顯示出非常短的PW (100 ns)，導(dǎo)致PRF非常高。第二個(gè)模擬脈沖雷達(dá)，其PW和PRI相對(duì)較長（占空比較低，PRF較低）。下面的圖像和表格說明了抽取M和FFT長度N對(duì)時(shí)間、靈敏度（本底噪聲）和頻譜分辨率的影響。表1匯總了這些參數(shù)以便于比較。虛構(gòu)的值并不代表具體的雷達(dá)，但仍有實(shí)際意義10。

 

表1.示例脈沖多普勒雷達(dá)和脈沖雷達(dá)特性的比較

 

要點(diǎn)是，M和N并沒有一個(gè)適合一切情況的值，任何具體電子戰(zhàn)接收器中的復(fù)雜檢測算法和并行通道化方案都可能采用廣泛的值。電子戰(zhàn)接收器必須能夠檢測兩個(gè)信號(hào)，可能是同時(shí)進(jìn)行（此處未顯示），這就是為什么快速、適應(yīng)性配置能力很重要的原因。動(dòng)態(tài)范圍和靈敏度直接取決于必須檢測的脈沖特性。

 

示例：寬帶數(shù)字接收器檢測脈沖多普勒雷達(dá)

 

以下兩個(gè)FFT捕獲脈沖多普勒情形。

 

圖6所示的第一個(gè)FFT僅需要2個(gè)以上的脈沖周期，便能從FFT主瓣的寬度確定信號(hào)的脈沖寬度。抽取值M的設(shè)置使得中頻帶寬足夠?qū)挘軌虿东@主瓣及一些旁瓣。響應(yīng)時(shí)間非?？臁？焖夙憫?yīng)時(shí)間的不利一面是導(dǎo)致本底噪聲和頻譜分辨率較差。注意，由于缺乏頻譜分辨率，F(xiàn)FT中沒有可用的PRI信息。

 

圖6.快速捕獲脈沖多普勒雷達(dá)的典型窄脈沖寬度、高PRF脈沖序列

 

圖7中的第二個(gè)FFT顯示，因?yàn)椴蓸娱L度N（和時(shí)間）增加，本底噪聲和頻譜分辨率得到了改善。M保持不變。經(jīng)過大約九個(gè)脈沖周期，頻譜分辨率提高到足以從FFT確定PRI (1/PRF)的程度。旁瓣之間可以看到本底噪聲。

 

圖7.脈沖多普勒示例使用較長FFT解析譜線

 

示例：寬帶數(shù)字接收器檢測脈沖雷達(dá)

 

以下兩個(gè)FFT捕獲更寬的脈沖情形。

 

在圖8的脈沖雷達(dá)示例中，寬得多的PRI或更低的脈沖密度需要高得多的N。調(diào)整M完全取決于系統(tǒng)。如果必須在同一中頻通道中同時(shí)檢測到短脈沖和長脈沖，則M的設(shè)置必須適應(yīng)短脈沖頻譜帶寬，并且不能增加。單獨(dú)考慮時(shí)，長脈沖需要較低的中頻帶寬，因此可以將M設(shè)置得較高以改善通道噪聲和靈敏度。但是，所需的捕獲時(shí)間或FFT長度N要長得多。因此，當(dāng)系統(tǒng)獲得足夠高的N來解析長脈沖時(shí)，檢測算法可能會(huì)想對(duì)短脈沖情況做出中間決策。

 

圖8.快速捕獲脈沖雷達(dá)的典型較長脈沖、較低PRF脈沖序列

 

圖9中的第二個(gè)長脈沖FFT示例說明了長PRI（低PRF）如何產(chǎn)生非常接近的頻譜線，這需要非常低的FFT窗口大小或分辨率帶寬。缺點(diǎn)是需要更多時(shí)間(FFT N)。好處是靈敏度更高。

 

圖9.脈沖示例使用較長FFT解析譜線

 

使用級(jí)聯(lián)ADC的寬帶數(shù)字接收器射頻前端設(shè)計(jì)

 

確立了動(dòng)態(tài)范圍和靈敏度目標(biāo)之后，射頻前端與數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器必須匹配。最佳射頻前端設(shè)置接收器靈敏度(NF)，并以足夠好的線性裕量執(zhí)行所需的頻譜信號(hào)調(diào)理，使得ADC性能可以設(shè)置接收器IP3和IP2。通常將前端射頻增益設(shè)置為足以建立所需級(jí)聯(lián)NF的水平，因?yàn)槌鲈撛鲆嬉话銜?huì)損害動(dòng)態(tài)范圍，應(yīng)避免這種情況。如果前端成為動(dòng)態(tài)范圍的瓶頸，ADC的能力將被浪費(fèi)，這會(huì)非?？上?！

 

一個(gè)有用的技巧是將ADC的品質(zhì)因數(shù)轉(zhuǎn)換為等效的射頻級(jí)聯(lián)參數(shù)，并將ADC視為射頻黑匣子。一些經(jīng)驗(yàn)法則：

 

 

其中PRF (dBm)是測量IMD3和IMD2水平的ADC輸入射頻水平。

 

注意，在針對(duì)處理增益進(jìn)行調(diào)整之前，組合前端和ADC的級(jí)聯(lián)系統(tǒng)NF是寬帶噪聲。

 

前端與ADC級(jí)聯(lián)的設(shè)計(jì)示例

 

下面是使用圖10所示前端進(jìn)行級(jí)聯(lián)分析的例子。此鏈?zhǔn)芤嬗贏DI最新發(fā)布的射頻目錄產(chǎn)品，包括：

 

●     ADMV8818 寬帶可編程高通/低通可調(diào)諧濾波器。

●     ADRF5730 寬帶射頻SOI數(shù)字衰減器。

●     ADRF5020 寬帶射頻SOI SPDT。

●     ADL8104 超高IP2寬帶射頻放大器。

●     AD9082 MxFE 4× DAC (12 GSPS) + 2× ADC (6 GSPS)

 

此外，該鏈具有ADI開發(fā)的寬帶200 W射頻限幅器和小尺寸高Q的固定濾波器。

 

圖10.切換高靈敏度模式和旁路模式的射頻前端示例

 

保護(hù)動(dòng)態(tài)范圍的一種古老技術(shù)是在針對(duì)較低輸入信號(hào)的高檢測模式與針對(duì)較高輸入信號(hào)的旁路模式之間進(jìn)行切換。如表2所示，高檢測路徑有利于NF性能，而旁路路徑則犧牲較高NF以有利于提高線性度（IP2和IP3）。性能表說明了這種好處。

 

表2.兩種模式的射頻前端黑匣子參數(shù)示例

 

表3比較了前端和ADC黑盒參數(shù)以及所得到的整體級(jí)聯(lián)性能。

 

在高檢測模式下，動(dòng)態(tài)范圍的限制因素是本底噪聲，因此優(yōu)先考慮級(jí)聯(lián)NF。前端噪聲系數(shù)主要取決于減輕干擾所需的前端濾波的插入損耗（本示例預(yù)算為6 dB損耗）。這種預(yù)選濾波必須放在放大器之前才能有效，因?yàn)榉糯笃鲿?huì)產(chǎn)生多信號(hào)IMD產(chǎn)物。

 

在旁路模式下，SOI技術(shù)的極高線性度非常有利。這里沒有什么技巧，因?yàn)榉糯笃饔邢薜木€性度換得了較高的線性度、較低的增益和較高的NF。

 

表3.高檢測（頂部）和旁路（底部）級(jí)聯(lián)性能示例；"總體"列是級(jí)聯(lián)射頻前端加上ADC的全部性能

 

寬帶數(shù)字接收器設(shè)計(jì)結(jié)果和優(yōu)化

 

以下性能熱度圖是靈敏度分析，顯示了改變以下條件時(shí)獲得的瞬時(shí)無雜散動(dòng)態(tài)范圍（DR，dB）：

 

●     處理帶寬和射頻輸入水平

●     射頻前端IIP2和射頻輸入水平

●     射頻前端NF和射頻輸入水平

 

每種情況均針對(duì)高靈敏度和旁路路徑運(yùn)行。方框標(biāo)出了有利的工作區(qū)域。表格列出了給定最大輸入信號(hào)水平Pin下的動(dòng)態(tài)范圍(SFDR)，即到本底噪聲或最高IMD雜散的距離。對(duì)于任何給定表格，靜態(tài)變量都是根據(jù)前面的鏈參數(shù)設(shè)置的。

 

如之前所討論的，圖11中選擇的Bv取決于波形檢測目標(biāo)。較低的Bv會(huì)降低本底噪聲，改善較低Pin下的動(dòng)態(tài)范圍，但FFT時(shí)間會(huì)變慢。相反，較高的Bv值會(huì)增加本底噪聲，而較差的靈敏度會(huì)限制動(dòng)態(tài)范圍?？赡艿墓ぷ鲄^(qū)域位于二者的平衡點(diǎn)。

 

圖11.瞬時(shí)無雜散動(dòng)態(tài)范圍(DR)與射頻輸入水平(Pin)和處理帶寬(Bv)的關(guān)系；高靈敏度模式（頂部）和旁路模式（底部）。

 

圖12說明，在低Pin水平下，由于靈敏度設(shè)置動(dòng)態(tài)范圍，因此IIP2不相關(guān)。中等性能對(duì)IIP2最敏感。中等輸入功率水平可能包含大多數(shù)使用場景，隨著Pin的增加，高檢測模式趨于向旁路模式切換，放大器的線性度（尤其是IP2）至關(guān)重要。ADL8104的出色I(xiàn)P2在這一重要的中端輸入范圍的應(yīng)用中中脫穎而出，保持了高動(dòng)態(tài)范圍性能。

 

旁路模式下較高的IIP2允許工作區(qū)域框向下移動(dòng)以獲得最佳動(dòng)態(tài)范圍。

 

圖12.瞬時(shí)無雜散動(dòng)態(tài)范圍(DR)與射頻輸入水平(Pin)和射頻前端IP2（折合到輸入端）的關(guān)系；高靈敏度模式（頂部）和旁路模式（底部）。

 

圖13顯示，若大幅改進(jìn)NF（對(duì)于SWaP-C和線性度非常不利），使用中等Bv的動(dòng)態(tài)范圍所獲得的好處會(huì)遞減。為了降低NF，Bv需要隨之降低，并且必須接受相關(guān)的損失。高檢測模式適用于10 dB至15 dB的NF。對(duì)于旁路模式，考慮到線性度的優(yōu)勢，高NF被證明是一個(gè)很好的折衷。理想情況下，對(duì)于旁路模式，NF可以保持在20 dB至25 dB的范圍內(nèi)。由于受到IMD的限制，旁路模式下更好的NF對(duì)動(dòng)態(tài)范圍沒有幫助。

 

圖13.瞬時(shí)無雜散動(dòng)態(tài)范圍(DR)與射頻輸入水平(Pin)和射頻前端噪聲系數(shù)(NF)的關(guān)系；高靈敏度模式（頂部）和旁路模式（右側(cè)）。

 

總結(jié)

 

電子戰(zhàn)即將向多倍頻程、多GHz瞬時(shí)帶寬射頻調(diào)諧器和寬帶數(shù)字接收器發(fā)展，這使得IMD2效應(yīng)成為挑戰(zhàn)動(dòng)態(tài)范圍的因素。當(dāng)今基于IMD3的SFDR考量將擴(kuò)大到包括IMD2，設(shè)計(jì)人員將同時(shí)使用SFDR2和SFDR3公式。系統(tǒng)本底噪聲是動(dòng)態(tài)的，因?yàn)樘幚韼挄?huì)根據(jù)波形檢測和時(shí)間要求而隨時(shí)變化。在設(shè)計(jì)最佳本底噪聲時(shí)，抽取M和FFT深度N共同定義了FFT窗口寬度，但它們各自都有重要影響需要考慮。本文提供了不同M和N的脈沖序列FFT示例。隨著ADC性能的提高，前端將繼續(xù)依賴具有可調(diào)諧特性和頻率選擇性的高線性度寬帶射頻器件。前端應(yīng)與ADC的射頻屬性進(jìn)行級(jí)聯(lián)設(shè)計(jì)。

 

 

參考電路

 

¹Peter Delos。"寬帶射頻接收器架構(gòu)選項(xiàng)綜述。" ADI公司，2017年2月。

 

²Ahmed Ali, Huseyin Dinc, Paritosh Bhoraskar, Scott Bardsley, Chris Dillon, Mohit Kumar, Matthew McShea, Ryan Bunch, Joel Prabhakar, and Scott Puckett。 "集成寬帶采樣保持放大器和背景校準(zhǔn)功能的12位18GS/s射頻采樣ADC。" 2020年IEEE國際固態(tài)電路會(huì)議，2020年2月。

 

³AD9213數(shù)據(jù)手冊。ADI公司，2020年3月。

 

⁴AD9174 數(shù)據(jù)手冊。ADI公司，2019年7月。

 

⁵William F. Egan。 實(shí)用射頻系統(tǒng)設(shè)計(jì)。John Wiley & Sons，2003年4月。

 

⁶James Bao-Yen Tsui。 微波接收器和相關(guān)器件。Peninsula，1983年。

 

⁷Ian Beavers。 "噪聲頻譜密度：一個(gè)新ADC指標(biāo)？" ADI公司，2017年12月。

 

⁸Travis F. Collins, Robin Getz, Di Pu, 和 Alexander M. Wyglinski。 面向工程師的軟件定義無線電。Artech House，2018年。

 

⁹James Tsui and Chi-Hao Cheng。 寬帶接收器的數(shù)字技術(shù)。SciTech，2015年。

 

¹⁰占空比。 電子戰(zhàn)和雷達(dá)系統(tǒng)工程手冊。美國海軍航空系統(tǒng)司令部，1997年4月。

 

 

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