【導讀】為何使用開關模式電源？顯然是高效率。在SMPS中，晶體管在開關模式而非線性模式下運行。這意味著，當晶體管導通并傳導電流時，電源路徑上的壓降最小。當晶體管關斷并阻止高電壓時，電源路徑中幾乎沒有電流。因此，半導體晶體管就像一個理想的開關。晶體管中的功率損耗可減至最小。高效率、低功耗和高功率密度（小尺寸）是設計人員使用SMPS而不是線性穩(wěn)壓器或LDO的主要原因，特別是在高電流應用中。
為何使用開關模式電源？
顯然是高效率。在SMPS中，晶體管在開關模式而非線性模式下運行。這意味著，當晶體管導通并傳導電流時，電源路徑上的壓降最小。當晶體管關斷并阻止高電壓時，電源路徑中幾乎沒有電流。因此，半導體晶體管就像一個理想的開關。晶體管中的功率損耗可減至最小。高效率、低功耗和高功率密度（小尺寸）是設計人員使用SMPS而不是線性穩(wěn)壓器或LDO的主要原因，特別是在高電流應用中。例如，如今12VIN、3.3VOUT開關模式同步降壓電源通?？蓪崿F(xiàn)90%以上的效率，而線性穩(wěn)壓器的效率不到27.5%。這意味著功率損耗或尺寸至少減小了8倍。
最常用的開關電源——降壓轉(zhuǎn)換器
圖8顯示最簡單、最常用的開關穩(wěn)壓器——降壓型DC/DC轉(zhuǎn)換器。它有兩種操作模式，具體取決于晶體管Q1是開啟還是關閉。為了簡化討論，假定所有電源設備都是理想設備。當開關（晶體管）Q1開啟時，開關節(jié)點電壓VSW = VIN，電感L電流由(VIN – VO)充電。圖8(a)顯示此電感充電模式下的等效電路。當開關Q1關閉時，電感電流通過續(xù)流二極管D1，如圖8(b)所示。開關節(jié)點電壓VSW = 0V，電感L電流由VO負載放電。由于理想電感在穩(wěn)態(tài)下不可能有直流電壓，平均輸出電壓VO可通過以下公式算出：
圖8.降壓轉(zhuǎn)換器操作模式和典型波形
其中TON是開關周期TS內(nèi)的導通時間間隔。如果TON/TS之比定義為占空比D，則輸出電壓VO為：
當濾波器電感L和輸出電容CO的值足夠高時，輸出電壓VO為只有1mV紋波的直流電壓。在這種情況下，對于12V輸入降壓電源，從概念上講，27.5%的占空比提供3.3V輸出電壓。
除了上面的平均法，還有一種方式可推導出占空比公式。理想電感在穩(wěn)態(tài)下不可能有直流電壓。因此，必須在開關周期內(nèi)保持電感的伏秒平衡。根據(jù)圖8中的電感電壓波形，伏秒平衡需要：
因此，VO = VIN • D (5)
公式(5)與公式(3)相同。這個伏秒平衡法也可用于其他DC/DC拓撲，以推導出占空比與VIN和VO的關系式。
降壓轉(zhuǎn)換器中的功率損耗
直流傳導損耗
采用理想組件（導通狀態(tài)下零壓降和零開關損耗）時，理想降壓轉(zhuǎn)換器的效率為100%。而實際上，功耗始終與每個功率元件相關聯(lián)。SMPS中有兩種類型的損耗：直流傳導損耗和交流開關損耗。
降壓轉(zhuǎn)換器的傳導損耗主要來自于晶體管Q1、二極管D1和電感L在傳導電流時產(chǎn)生的壓降。為了簡化討論，在下面的傳導損耗計算中忽略電感電流的交流紋波。如果MOSFET用作功率晶體管，MOSFET的傳導損耗等于IO2 • RDS(ON) • D，其中RDS(ON)是MOSFET Q1的導通電阻。二極管的傳導功率損耗等于IO • VD • (1 – D)，其中VD是二極管D1的正向壓降。電感的傳導損耗等于IO2 • R DCR，其中R DCR是電感繞組的銅電阻。因此，降壓轉(zhuǎn)換器的傳導損耗約為：
例如，12V輸入、3.3V/10AMAX輸出降壓電源可使用以下元件：MOSFET RDS(ON) = 10mΩ，電感RDCR = 2 mΩ，二極管正向電壓VD = 0.5V。因此，滿負載下的傳導損耗為：
如果只考慮傳導損耗，轉(zhuǎn)換器效率為：
上述分析顯示，續(xù)流二極管的功率損耗為3.62W，遠高于MOSFET Q1和電感L的傳導損耗。為進一步提高效率，ADI公司建議可將二極管D1替換為MOSFET Q2，如圖9所示。該轉(zhuǎn)換器稱為同步降壓轉(zhuǎn)換器。Q2的柵極需要對Q1柵極進行信號互補，即Q2僅在Q1關斷時導通。同步降壓轉(zhuǎn)換器的傳導損耗為：
圖9.同步降壓轉(zhuǎn)換器及其晶體管柵極信號
如果10mΩ RDS(ON) MOSFET也用于Q2，同步降壓轉(zhuǎn)換器的傳導損耗和效率為：
上面的示例顯示，同步降壓轉(zhuǎn)換器比傳統(tǒng)降壓轉(zhuǎn)換器更高效，特別適用于占空比小、二極管D1的傳導時間長的低輸出電壓應用。
交流開關損耗
除直流傳導損耗外，還有因使用不理想功率元件導致的其他交流/開關相關功率損耗：
1. MOSFET開關損耗。真實的晶體管需要時間來導通或關斷。因此，在導通和關斷瞬變過程中存在電壓和電流重疊，從而產(chǎn)生交流開關損耗。圖10顯示同步降壓轉(zhuǎn)換器中MOSFET Q1的典型開關波形。頂部FET Q1的寄生電容CGD的充電和放電及電荷QGD決定大部分Q1開關時間和相關損耗。在同步降壓轉(zhuǎn)換器中，底部FET Q2開關損耗很小，因為Q2總是在體二極管傳導后導通，在體二極管傳導前關斷，而體二極管上的壓降很低。但是，Q2的體二極管反向恢復電荷也可能增加頂部FET Q1的開關損耗，并產(chǎn)生開關電壓響鈴和EMI噪聲。公式(12)顯示，控制FET Q1開關損耗與轉(zhuǎn)換器開關頻率fS成正比。精確計算Q1的能量損耗EON和EOFF并不簡單，具體可參見MOSFET供應商的應用筆記。
圖10.降壓轉(zhuǎn)換器中頂部FET Q1的典型開關波形和損耗
2. 電感鐵損PSW_CORE。真實的電感也有與開關頻率相關的交流損耗。電感交流損耗主要來自磁芯損耗。在高頻SMPS中，磁芯材料可能是鐵粉芯或鐵氧體。一般而言，鐵粉芯微飽和，但鐵損高，而鐵氧體材料劇烈飽和，但鐵損低。鐵氧體是一種類似陶瓷的鐵磁材料，其晶體結構由氧化鐵與錳或氧化鋅的混合物組成。鐵損的主要原因是磁滯損耗。磁芯或電感制造商通常為電源設計人員提供鐵損數(shù)據(jù)，以估計交流電感損耗。
3. 其他交流相關損耗。其他交流相關損耗包括柵極驅(qū)動器損耗PSW_GATE（等于VDRV • QG • fS）和死區(qū)時間（頂部FET Q1和底部FET Q2均關斷時）體二極管傳導損耗（等于(ΔTON + ΔTOFF) • VD(Q2) • fS）。
總而言之，開關相關損耗包括：
通常，計算開關相關損耗并不簡單。開關相關損耗與開關頻率fS成正比。在12VIN、3.3VO/10AMAX同步降壓轉(zhuǎn)換器中，200kHz – 500kHz開關頻率下的交流損耗約導致2%至5%的效率損失。因此，滿負載下的總效率約為93%，比LR或LDO電源要好得多?？梢詼p少將近10倍的熱量或尺寸。
[未完待續(xù)]
參考資料
[1] V. Vorperian，“對使用PWM開關模式的PWM轉(zhuǎn)換器的簡化分析：第I部分和第II部分”，IEEE Transactions on Aerospace and Electronic Systems，1990年3月，第26卷，第2期。
[2] R. B. Ridley, B. H. Cho, F. C. Lee，“對多環(huán)路控制開關穩(wěn)壓器的環(huán)路增益的分析和解讀”，IEEE Transactions on Power Electronics，第489-498頁，1988年10月。
[3] H. Zhang，“開關模式電源的模型和回路補償設計”，凌力爾特應用筆記AN149，2015年。
[4] H. Dean Venable，“控制系統(tǒng)的最佳反饋放大器設計”，Venable技術文獻。
[5] H. Zhang，“使用LTpowerCAD設計工具分五個簡單的步驟設計電源”，凌力爾特應用筆記AN158，2015年。
[6] www.linear.com/LTpowerCAD上的LTpowerCAD™設計工具。
[7] H. Zhang，“非隔離式開關電源的PCB布局考慮因素”，凌力爾特公司的應用筆記136，2012年。
[8] R. Dobbkin，“低壓差穩(wěn)壓器可直接并聯(lián)以散熱”，LT Journal of Analog Innovation，2007年10月。
[9] C. Kueck，“電源布局和EMI”，凌力爾特應用筆記AN139，2013年。
[10] M. Subramanian、T. Nguyen和T. Phillips，“高電流電源低于毫歐的DCR電流檢測和精確多相均流”，LT Journal，2013年1月。
[11] B. Abesingha，“快速精確的降壓DC-DC控制器在2MHz下直接將24V轉(zhuǎn)換為1.8V”，LT Journal，2011年10月。
[12] T. Bjorklund，“高效率4開關降壓-升壓控制器提供精確輸出限流值”，凌力爾特設計筆記499。
[13] J. Sun、S. Young和H. Zhang，“µModule穩(wěn)壓器適合15mm × 15mm × 2.8mm、4.5V-36Vin至0.8V-34V VOUT的（接近）完整降壓-升壓解決方案”，LT Journal，2009年3月。
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