運(yùn)算放大器的簡(jiǎn)易測(cè)量
發(fā)布時(shí)間:2020-03-10 來(lái)源:James Bryant 責(zé)任編輯:wenwei
【導(dǎo)讀】運(yùn)算放大器是差分輸入、單端輸出的極高增益放大器,常用于高精度模擬電路,因此必須精確測(cè)量其性能。但在開(kāi)環(huán)測(cè)量中,其開(kāi)環(huán)增益可能高達(dá)107或更高,而拾取、雜散電流或塞貝克(熱電偶)效應(yīng)可能會(huì)在放大器輸入端產(chǎn)生非常小的電壓,這樣誤差將難以避免。
通過(guò)使用伺服環(huán)路,可以大大簡(jiǎn)化測(cè)量過(guò)程,強(qiáng)制放大器輸入調(diào)零,使得待測(cè)放大器能夠測(cè)量自身的誤差。圖1顯示了一個(gè)運(yùn)用該原理的多功能電路,它利用一個(gè)輔助運(yùn)放作為積分器,來(lái)建立一個(gè)具有極高直流開(kāi)環(huán)增益的穩(wěn)定環(huán)路。開(kāi)關(guān)為執(zhí)行下面所述的各種測(cè)試提供了便利。
圖1. 基本運(yùn)算放大器測(cè)量電路
圖1所示電路能夠?qū)⒋蟛糠譁y(cè)量誤差降至最低,支持精確測(cè)量大量直流和少量交流參數(shù)。附加的“輔助”運(yùn)算放大器無(wú)需具有比待測(cè)運(yùn)算放大器更好的性能,其直流開(kāi)環(huán)增益最好能達(dá)到106或更高。如果待測(cè)器件(DUT)的失調(diào)電壓可能超過(guò)幾mV,則輔助運(yùn)放應(yīng)采用±15 V電源供電(如果DUT的輸入失調(diào)電壓可能超過(guò)10 mV,則需要減小99.9 kΩ電阻R3的阻值。)
DUT的電源電壓+V和–V幅度相等、極性相反??傠娫措妷豪硭?dāng)然是2 × V。該電路使用對(duì)稱電源,即使“單電源”運(yùn)放也是如此,因?yàn)橄到y(tǒng)的地以電源的中間電壓為參考。
作為積分器的輔助放大器在直流時(shí)配置為開(kāi)環(huán)(最高增益),但其輸入電阻和反饋電容將其帶寬限制為幾Hz。這意味著,DUT輸出端的直流電壓被輔助放大器以最高增益放大,并通過(guò)一個(gè)1000:1衰減器施加于DUT的同相輸入端。負(fù)反饋將DUT輸出驅(qū)動(dòng)至地電位。(事實(shí)上,實(shí)際電壓是輔助放大器的失調(diào)電壓,更精確地說(shuō)是該失調(diào)電壓加上輔助放大器的偏置電流在100 kΩ電阻上引起的壓降,但它非常接近地電位,因此無(wú)關(guān)緊要,特別是考慮到測(cè)量期間此點(diǎn)的電壓變化不大可能超過(guò)幾mV)。
測(cè)試點(diǎn)TP1上的電壓是施加于DUT輸入端的校正電壓(與誤差在幅度上相等)的1000倍,約為數(shù)十mV或更大,因此可以相當(dāng)輕松地進(jìn)行測(cè)量。
理想運(yùn)算放大器的失調(diào)電壓(Vos)為0,即當(dāng)兩個(gè)輸入端連在一起并保持中間電源電壓時(shí),輸出電壓同樣為中間電源電壓?,F(xiàn)實(shí)中的運(yùn)算放大器則具有幾微伏到幾毫伏不等的失調(diào)電壓,因此必須將此范圍內(nèi)的電壓施加于輸入端,使輸出處于中間電位。
圖2給出了最基本測(cè)試——失調(diào)電壓測(cè)量的配置。當(dāng)TP1上的電壓為DUT失調(diào)電壓的1000倍時(shí),DUT輸出電壓處于地電位。
圖2. 失調(diào)電壓測(cè)量
理想運(yùn)算放大器具有無(wú)限大的輸入阻抗,無(wú)電流流入其輸入端。但在現(xiàn)實(shí)中,會(huì)有少量“偏置”電流流入反相和同相輸入端(分別為Ib–和Ib+),它們會(huì)在高阻抗電路中引起顯著的失調(diào)電壓。根據(jù)運(yùn)算放大器類型的不同,這種偏置電流可能為幾fA(1 fA = 10–15 A,每隔幾微秒流過(guò)一個(gè)電子)至幾nA;在某些超快速運(yùn)算放大器中,甚至達(dá)到1 - 2 μA。圖3顯示如何測(cè)量這些電流。
圖3. 失調(diào)和偏置電流測(cè)量
該電路與圖2的失調(diào)電壓電路基本相同,只是DUT輸入端增加了兩個(gè)串聯(lián)電阻R6和R7。這些電阻可以通過(guò)開(kāi)關(guān)S1和S2短路。當(dāng)兩個(gè)開(kāi)關(guān)均閉合時(shí),該電路與圖2完全相同。當(dāng)S1斷開(kāi)時(shí),反相輸入端的偏置電流流入Rs,電壓差增加到失調(diào)電壓上。通過(guò)測(cè)量TP1的電壓變化(=1000 Ib–×Rs),可以計(jì)算出Ib–。同樣,當(dāng)S1閉合且S2斷開(kāi)時(shí),可以測(cè)量Ib+。如果先在S1和S2均閉合時(shí)測(cè)量TP1的電壓,然后在S1和S2均斷開(kāi)時(shí)再次測(cè)量TP1的電壓,則通過(guò)該電壓的變化可以測(cè)算出“輸入失調(diào)電流”Ios,即Ib+與Ib–之差。R6和R7的阻值取決于要測(cè)量的電流大小。
如果Ib的值在5 pA左右,則會(huì)用到大電阻,使用該電路將非常困難,可能需要使用其它技術(shù),牽涉到Ib給低泄漏電容(用于代替Rs)充電的速率。
當(dāng)S1和S2閉合時(shí),Ios仍會(huì)流入100 Ω電阻,導(dǎo)致Vos誤差,但在計(jì)算時(shí)通??梢院雎运?,除非Ios足夠大,產(chǎn)生的誤差大于實(shí)測(cè)Vos的1%。
運(yùn)算放大器的開(kāi)環(huán)直流增益可能非常高,107以上的增益也并非罕見(jiàn),但250,000到2,000,000的增益更為常見(jiàn)。直流增益的測(cè)量方法是通過(guò)S6切換DUT輸出端與1 V基準(zhǔn)電壓之間的R5,迫使DUT的輸出改變一定的量(圖4中為1 V,但如果器件采用足夠大的電源供電,可以規(guī)定為10 V)。如果R5處于+1 V,若要使輔助放大器的輸入保持在0附近不變,DUT輸出必須變?yōu)?ndash;1 V。
圖4. 直流增益測(cè)量
TP1的電壓變化衰減1000:1后輸入DUT,導(dǎo)致輸出改變1 V,由此很容易計(jì)算增益(= 1000 × 1 V/TP1)。
為了測(cè)量開(kāi)環(huán)交流增益,需要在DUT輸入端注入一個(gè)所需頻率的小交流信號(hào),并測(cè)量相應(yīng)的輸出信號(hào)(圖5中的TP2)。完成后,輔助放大器繼續(xù)使DUT輸出端的平均直流電平保持穩(wěn)定。
圖5. 交流增益測(cè)量
圖5中,交流信號(hào)通過(guò)10,000:1的衰減器施加于DUT輸入端。對(duì)于開(kāi)環(huán)增益可能接近直流值的低頻測(cè)量,必須使用如此大的衰減值。(例如,在增益為1,000,000的頻率時(shí),1 V rms信號(hào)會(huì)將100 μV施加于放大器輸入端,放大器則試圖提供100 V rms輸出,導(dǎo)致放大器飽和。)因此,交流測(cè)量的頻率一般是幾百Hz到開(kāi)環(huán)增益降至1時(shí)的頻率;在需要低頻增益數(shù)據(jù)時(shí),應(yīng)非常小心地利用較低的輸入幅度進(jìn)行測(cè)量。所示的簡(jiǎn)單衰減器只能在100 kHz以下的頻率工作,即使小心處理了雜散電容也不能超過(guò)該頻率。如果涉及到更高的頻率,則需要使用更復(fù)雜的電路。
運(yùn)算放大器的共模抑制比(CMRR)指共模電壓變化導(dǎo)致的失調(diào)電壓視在變化與所施加的共模電壓變化之比。在DC時(shí),它一般在80 dB至120 dB之間,但在高頻時(shí)會(huì)降低。
測(cè)試電路非常適合測(cè)量CMRR(圖6)。它不是將共模電壓施加于DUT輸入端,以免低電平效應(yīng)破壞測(cè)量,而是改變電源電壓(相對(duì)于輸入的同一方向,即共模方向),電路其余部分則保持不變。
圖6. 直流CMRR測(cè)量
在圖6所示電路中,在TP1測(cè)量失調(diào)電壓,電源電壓為±V(本例中為+2.5 V和–2.5 V),并且兩個(gè)電源電壓再次上移+1 V(至+3.5 V和–1.5 V)。失調(diào)電壓的變化對(duì)應(yīng)于1 V的共模電壓變化,因此直流CMRR為失調(diào)電壓與1 V之比。
CMRR衡量失調(diào)電壓相對(duì)于共模電壓的變化,總電源電壓則保持不變。電源抑制比(PSRR)則相反,它是指失調(diào)電壓的變化與總電源電壓的變化之比,共模電壓保持中間電源電壓不變(圖7)。
圖7. 直流PSRR測(cè)量
所用的電路完全相同,不同之處在于總電源電壓發(fā)生改變,而共模電平保持不變。本例中,電源電壓從+2.5 V和–2.5 V切換到+3 V和–3 V,總電源電壓從5 V變到6 V。共模電壓仍然保持中間電源電壓。計(jì)算方法也相同(1000 × TP1/1 V)。
為了測(cè)量交流CMRR和PSRR,需要用電壓來(lái)調(diào)制電源電壓,如圖8和圖9所示。DUT繼續(xù)在直流開(kāi)環(huán)下工作,但確切的增益由交流負(fù)反饋決定(圖中為100倍)。
圖8. 交流CMRR測(cè)量
為了測(cè)量交流CMRR,利用幅度為1 V峰值的交流電壓調(diào)制DUT的正負(fù)電源。兩個(gè)電源的調(diào)制同相,因此實(shí)際的電源電壓為穩(wěn)定的直流電壓,但共模電壓是2V峰峰值的正弦波,導(dǎo)致DUT輸出包括一個(gè)在TP2測(cè)量的交流電壓。
如果TP2的交流電壓具有x V峰值的幅度(2x V峰峰值),則折合到DUT輸入端(即放大100倍交流增益之前)的CMRR為x/100 V,并且CMRR為該值與1 V峰值的比值。
圖9. 交流PSRR測(cè)量
交流PSRR的測(cè)量方法是將交流電壓施加于相位相差180°的正負(fù)電源,從而調(diào)制電源電壓的幅度(本例中同樣是1 V峰值、2 V峰峰值),而共模電壓仍然保持穩(wěn)定的直流電壓。計(jì)算方法與上一參數(shù)的計(jì)算方法非常相似。
總結(jié)
當(dāng)然,運(yùn)算放大器還有許多其它參數(shù)可能需要測(cè)量,而且還有多種其它方法可以測(cè)量上述參數(shù),但正如本文所示,最基本的直流和交流參數(shù)可以利用易于構(gòu)建、易于理解、毫無(wú)問(wèn)題的簡(jiǎn)單基本電路進(jìn)行可靠測(cè)量。
推薦閱讀:
特別推薦
- 克服碳化硅制造挑戰(zhàn),助力未來(lái)電力電子應(yīng)用
- 了解交流電壓的產(chǎn)生
- 單結(jié)晶體管符號(hào)和結(jié)構(gòu)
- 英飛凌推出用于汽車應(yīng)用識(shí)別和認(rèn)證的新型指紋傳感器IC
- Vishay推出負(fù)載電壓達(dá)100 V的業(yè)內(nèi)先進(jìn)的1 Form A固態(tài)繼電器
- 康佳特推出搭載AMD 銳龍嵌入式 8000系列的COM Express緊湊型模塊
- 村田推出3225尺寸車載PoC電感器LQW32FT_8H系列
技術(shù)文章更多>>
- “扒開(kāi)”超級(jí)電容的“外衣”,看看超級(jí)電容“超級(jí)”在哪兒
- DigiKey 誠(chéng)邀各位參會(huì)者蒞臨SPS 2024?展會(huì)參觀交流,體驗(yàn)最新自動(dòng)化產(chǎn)品
- 提前圍觀第104屆中國(guó)電子展高端元器件展區(qū)
- 高性能碳化硅隔離柵極驅(qū)動(dòng)器如何選型,一文告訴您
- 貿(mào)澤電子新品推薦:2024年第三季度推出將近7000個(gè)新物料
技術(shù)白皮書下載更多>>
- 車規(guī)與基于V2X的車輛協(xié)同主動(dòng)避撞技術(shù)展望
- 數(shù)字隔離助力新能源汽車安全隔離的新挑戰(zhàn)
- 汽車模塊拋負(fù)載的解決方案
- 車用連接器的安全創(chuàng)新應(yīng)用
- Melexis Actuators Business Unit
- Position / Current Sensors - Triaxis Hall
熱門搜索
音頻IC
音頻SoC
音頻變壓器
引線電感
語(yǔ)音控制
元件符號(hào)
元器件選型
云電視
云計(jì)算
云母電容
真空三極管
振蕩器
振蕩線圈
振動(dòng)器
振動(dòng)設(shè)備
震動(dòng)馬達(dá)
整流變壓器
整流二極管
整流濾波
直流電機(jī)
智能抄表
智能電表
智能電網(wǎng)
智能家居
智能交通
智能手機(jī)
中電華星
中電器材
中功率管
中間繼電器