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詳解MOSFET與IGBT的本質區(qū)別

發(fā)布時間:2018-07-13 責任編輯:wenwei

【導讀】本文將對一些參數進行探討,如硬開關和軟開關ZVS (零電壓轉換) 拓撲中的開關損耗,并對電路和器件特性相關的三個主要功率開關損耗—導通損耗、傳導損耗和關斷損耗進行描述。此外,還通過舉例說明二極管的恢復特性是決定MOSFET 或 IGBT導通開關損耗的主要因素,討論二極管恢復性能對于硬開關拓撲的影響。
 
MOSFET和IGBT內部結構不同,決定了其應用領域的不同
 
1、由于MOSFET的結構,通常它可以做到電流很大,可以到上KA,但是前提耐壓能力沒有IGBT強。
 
2、IGBT可以做很大功率,電流和電壓都可以,就是一點頻率不是太高,目前IGBT硬開關速度可以到100KHZ,那已經是不錯了。不過相對于MOSFET的工作頻率還是九牛一毛,MOSFET可以工作到幾百KHZ,上MHZ,以至幾十MHZ,射頻領域的產品。
 
3、就其應用,根據其特點:MOSFET應用于開關電源、鎮(zhèn)流器、高頻感應加熱、高頻逆變焊機、通信電源等等高頻電源領域;IGBT集中應用于焊機,逆變器,變頻器,電鍍電解電源,超音頻感應加熱等領域。
 
開關電源 (Switch Mode Power Supply;SMPS) 的性能在很大程度上依賴于功率半導體器件的選擇,即開關管和整流器。
 
雖然沒有萬全的方案來解決選擇IGBT還是MOSFET的問題,但針對特定SMPS應用中的IGBT 和 MOSFET進行性能比較,確定關鍵參數的范圍還是能起到一定的參考作用。
 
本文將對一些參數進行探討,如硬開關和軟開關ZVS (零電壓轉換) 拓撲中的開關損耗,并對電路和器件特性相關的三個主要功率開關損耗—導通損耗、傳導損耗和關斷損耗進行描述。此外,還通過舉例說明二極管的恢復特性是決定MOSFET 或 IGBT導通開關損耗的主要因素,討論二極管恢復性能對于硬開關拓撲的影響。
 
導通損耗
 
除了IGBT的電壓下降時間較長外,IGBT和功率MOSFET的導通特性十分類似。由基本的IGBT等效電路(見圖1)可看出,完全調節(jié)PNP BJT集電極基極區(qū)的少數載流子所需的時間導致了導通電壓拖尾(voltage tail)出現。
 
詳解MOSFET與IGBT的本質區(qū)別
 
這種延遲引起了類飽和 (Quasi-saturation) 效應,使集電極/發(fā)射極電壓不能立即下降到其VCE(sat)值。這種效應也導致了在ZVS情況下,在負載電流從組合封裝的反向并聯二極管轉換到 IGBT的集電極的瞬間,VCE電壓會上升。IGBT產品規(guī)格書中列出的Eon能耗是每一轉換周期Icollector與VCE乘積的時間積分,單位為焦耳,包含了與類飽和相關的其他損耗。其又分為兩個Eon能量參數,Eon1和Eon2。Eon1是沒有包括與硬開關二極管恢復損耗相關能耗的功率損耗;Eon2則包括了與二極管恢復相關的硬開關導通能耗,可通過恢復與IGBT組合封裝的二極管相同的二極管來測量,典型的Eon2測試電路如圖2所示。IGBT通過兩個脈沖進行開關轉換來測量Eon。第一個脈沖將增大電感電流以達致所需的測試電流,然后第二個脈沖會測量測試電流在二極管上恢復的Eon損耗。
 
詳解MOSFET與IGBT的本質區(qū)別
 
在硬開關導通的情況下,柵極驅動電壓和阻抗以及整流二極管的恢復特性決定了Eon開關損耗。對于像傳統(tǒng)CCM升壓PFC電路來說,升壓二極管恢復特性在Eon (導通) 能耗的控制中極為重要。除了選擇具有最小Trr和QRR的升壓二極管之外,確保該二極管擁有軟恢復特性也非常重要。軟化度 (Softness),即tb/ta比率,對開關器件產生的電氣噪聲和電壓尖脈沖 (voltage spike) 有相當的影響。某些高速二極管在時間tb內,從IRM(REC)開始的電流下降速率(di/dt)很高,故會在電路寄生電感中產生高電壓尖脈沖。這些電壓尖脈沖會引起電磁干擾(EMI),并可能在二極管上導致過高的反向電壓。
 
在硬開關電路中,如全橋和半橋拓撲中,與IGBT組合封裝的是快恢復管或MOSFET體二極管,當對應的開關管導通時二極管有電流經過,因而二極管的恢復特性決定了Eon損耗。所以,選擇具有快速體二極管恢復特性的MOSFET十分重要。不幸的是,MOSFET的寄生二極管或體二極管的恢復特性比業(yè)界目前使用的分立二極管要緩慢。因此,對于硬開關MOSFET應用而言,體二極管常常是決定SMPS工作頻率的限制因素。
 
一般來說,IGBT組合封裝二極管的選擇要與其應用匹配,具有較低正向傳導損耗的較慢型超快二極管與較慢的低VCE(sat)電機驅動IGBT組合封裝在一起。相反地,軟恢復超快二極管,可與高頻SMPS2開關模式IGBT組合封裝在一起。
 
除了選擇正確的二極管外,設計人員還能夠通過調節(jié)柵極驅動導通源阻抗來控制Eon損耗。降低驅動源阻抗將提高IGBT或MOSFET的導通di/dt及減小Eon損耗。Eon損耗和EMI需要折中,因為較高的di/dt 會導致電壓尖脈沖、輻射和傳導EMI增加。為選擇正確的柵極驅動阻抗以滿足導通di/dt 的需求,可能需要進行電路內部測試與驗證,然后根據MOSFET轉換曲線可以確定大概的值 (見圖3)。
 
詳解MOSFET與IGBT的本質區(qū)別
 
假定在導通時,FET電流上升到10A,根據圖3中25℃的那條曲線,為了達到10A的值,柵極電壓必須從5.2V轉換到6.7V,平均GFS為10A/(6.7V-5.2V)=6.7mΩ。
 
詳解MOSFET與IGBT的本質區(qū)別
 
公式1 獲得所需導通di/dt的柵極驅動阻抗
 
把平均GFS值運用到公式1中,得到柵極驅動電壓Vdrive=10V,所需的 di/dt=600A/μs,FCP11N60典型值VGS(avg)=6V,Ciss=1200pF;于是可以計算出導通柵極驅動阻抗為37Ω。由于在圖3的曲線中瞬態(tài)GFS值是一條斜線,會在Eon期間出現變化,意味著di/dt也會變化。呈指數衰減的柵極驅動電流Vdrive和下降的Ciss作為VGS的函數也進入了該公式,表現具有令人驚訝的線性電流上升的總體效應。
 
同樣的,IGBT也可以進行類似的柵極驅動導通阻抗計算,VGE(avg) 和 GFS可以通過IGBT的轉換特性曲線來確定,并應用VGE(avg)下的CIES值代替Ciss。計算所得的IGBT導通柵極驅動阻抗為100Ω,該值比前面的37Ω高,表明IGBT GFS較高,而CIES較低。這里的關鍵之處在于,為了從MOSFET轉換到IGBT,必須對柵極驅動電路進行調節(jié)。
 
傳導損耗需謹慎
 
在比較額定值為600V的器件時,IGBT的傳導損耗一般比相同芯片大小的600 V MOSFET少。這種比較應該是在集電極和漏極電流密度可明顯感測,并在指明最差情況下的工作結溫下進行的。例如,FGP20N6S2 SMPS2 IGBT 和 FCP11N60 SuperFET均具有1℃/W的RθJC值。圖4顯示了在125℃的結溫下傳導損耗與直流電流的關系,圖中曲線表明在直流電流大于2.92A后,MOSFET的傳導損耗更大。
 
詳解MOSFET與IGBT的本質區(qū)別
 
詳解MOSFET與IGBT的本質區(qū)別
 
不過,圖4中的直流傳導損耗比較不適用于大部分應用。同時,圖5中顯示了傳導損耗在CCM (連續(xù)電流模式)、升壓PFC電路,125℃的結溫以及85V的交流輸入電壓Vac和400 Vdc直流輸出電壓的工作模式下的比較曲線。圖中,MOSFET-IGBT的曲線相交點為2.65A RMS。對PFC電路而言,當交流輸入電流大于2.65A RMS時,MOSFET具有較大的傳導損耗。2.65A PFC交流輸入電流等于MOSFET中由公式2計算所得的2.29A RMS。MOSFET傳導損耗、I2R,利用公式2定義的電流和MOSFET 125℃的RDS(on)可以計算得出。把RDS(on)隨漏極電流變化的因素考慮在內,該傳導損耗還可以進一步精確化,這種關系如圖6所示。
 
詳解MOSFET與IGBT的本質區(qū)別
 
一篇名為“如何將功率MOSFET的RDS(on)對漏極電流瞬態(tài)值的依賴性包含到高頻三相PWM逆變器的傳導損耗計算中”的IEEE文章描述了如何確定漏極電流對傳導損耗的影響。作為ID之函數,RDS(on)變化對大多數SMPS拓撲的影響很小。例如,在PFC電路中,當FCP11N60 MOSFET的峰值電流ID為11A——兩倍于5.5A (規(guī)格書中RDS(on) 的測試條件) 時,RDS(on)的有效值和傳導損耗會增加5%。
 
在MOSFET傳導極小占空比的高脈沖電流拓撲結構中,應該考慮圖6所示的特性。如果FCP11N60 MOSFET工作在一個電路中,其漏極電流為占空比7.5%的20A脈沖 (即5.5A RMS),則有效的RDS(on)將比5.5A(規(guī)格書中的測試電流)時的0.32歐姆大25%。
 
詳解MOSFET與IGBT的本質區(qū)別
 
公式2 CCM PFC電路中的RMS電流
 
式2中,Iacrms是PFC電路RMS輸入電流;Vac是 PFC 電路RMS輸入電壓;Vout是直流輸出電壓。
 
在實際應用中,計算IGBT在類似PFC電路中的傳導損耗將更加復雜,因為每個開關周期都在不同的IC上進行。IGBT的VCE(sat)不能由一個阻抗表示,比較簡單直接的方法是將其表示為阻抗RFCE串聯一個固定VFCE電壓,VCE(ICE)=ICE×RFCE+VFCE。于是,傳導損耗便可以計算為平均集電極電流與VFCE的乘積,加上RMS集電極電流的平方,再乘以阻抗RFCE。
 
圖5中的示例僅考慮了CCM PFC電路的傳導損耗,即假定設計目標在維持最差情況下的傳導損耗小于15W。以FCP11N60 MOSFET為例,該電路被限制在5.8A,而FGP20N6S2 IGBT可以在9.8A的交流輸入電流下工作。它可以傳導超過MOSFET 70% 的功率。
 
雖然IGBT的傳導損耗較小,但大多數600V IGBT都是PT (Punch Through,穿透) 型器件。PT器件具有NTC (負溫度系數)特性,不能并聯分流。或許,這些器件可以通過匹配器件VCE(sat)、VGE(TH) (柵射閾值電壓) 及機械封裝以有限的成效進行并聯,以使得IGBT芯片們的溫度可以保持一致的變化。相反地,MOSFET具有PTC (正溫度系數),可以提供良好的電流分流。
 
關斷損耗 —問題尚未結束
 
在硬開關、鉗位感性電路中,MOSFET的關斷損耗比IGBT低得多,原因在于IGBT 的拖尾電流,這與清除圖1中PNP BJT的少數載流子有關。圖7顯示了集電極電流ICE和結溫Tj的函數Eoff,其曲線在大多數IGBT數據表中都有提供。 這些曲線基于鉗位感性電路且測試電壓相同,并包含拖尾電流能量損耗。
 
詳解MOSFET與IGBT的本質區(qū)別
 
圖2顯示了用于測量IGBT Eoff的典型測試電路, 它的測試電壓,即圖2中的VDD,因不同制造商及個別器件的BVCES而異。在比較器件時應考慮這測試條件中的VDD,因為在較低的VDD鉗位電壓下進行測試和工作將導致Eoff能耗降低。
 
降低柵極驅動關斷阻抗對減小IGBT Eoff損耗影響極微。如圖1所示,當等效的多數載流子MOSFET關斷時,在IGBT少數載流子BJT中仍存在存儲時間延遲td(off)I。不過,降低Eoff驅動阻抗將會減少米勒電容 (Miller capacitance) CRES和關斷VCE的 dv/dt造成的電流注到柵極驅動回路中的風險,避免使器件重新偏置為傳導狀態(tài),從而導致多個產生Eoff的開關動作。
 
ZVS和ZCS拓撲在降低MOSFET 和 IGBT的關斷損耗方面很有優(yōu)勢。不過ZVS的工作優(yōu)點在IGBT中沒有那么大,因為當集電極電壓上升到允許多余存儲電荷進行耗散的電勢值時,會引發(fā)拖尾沖擊電流Eoff。ZCS拓撲可以提升最大的IGBT Eoff性能。正確的柵極驅動順序可使IGBT柵極信號在第二個集電極電流過零點以前不被清除,從而顯著降低IGBT ZCS Eoff 。
 
MOSFET的 Eoff能耗是其米勒電容Crss、柵極驅動速度、柵極驅動關斷源阻抗及源極功率電路路徑中寄生電感的函數。該電路寄生電感Lx (如圖8所示) 產生一個電勢,通過限制電流速度下降而增加關斷損耗。在關斷時,電流下降速度di/dt由Lx和VGS(th)決定。如果Lx=5nH,VGS(th)=4V,則最大電流下降速度為VGS(th)/Lx=800A/μs。
 
詳解MOSFET與IGBT的本質區(qū)別
 
總結:
 
在選用功率開關器件時,并沒有萬全的解決方案,電路拓撲、工作頻率、環(huán)境溫度和物理尺寸,所有這些約束都會在做出最佳選擇時起著作用。
 
在具有最小Eon損耗的ZVS 和 ZCS應用中,MOSFET由于具有較快的開關速度和較少的關斷損耗,因此能夠在較高頻率下工作。
 
對硬開關應用而言,MOSFET寄生二極管的恢復特性可能是個缺點。相反,由于IGBT組合封裝內的二極管與特定應用匹配,極佳的軟恢復二極管可與更高速的SMPS器件相配合。
 
后語:MOSFE和IGBT是沒有本質區(qū)別的,人們常問的“是MOSFET好還是IGBT好”這個問題本身就是錯誤的。至于我們?yōu)楹斡袝r用MOSFET,有時又不用MOSFET而采用IGBT,不能簡單的用好和壞來區(qū)分,來判定,需要用辯證的方法來考慮這個問題。
 
 
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